устройство для кодирования сверточным кодом

Формула изобретения

УСТРОЙСТВО ДЛЯ КОДИРОВАНИЯ СВЕРТОЧНЫМ КОДОМ, содержащее последовательно соединенные первый элемент задержки, второй элемент задержки и первый сумматор, третий элемент задержки, выход которого соединен с первым входом второго сумматора, выход которого соединен с первым входом третьего сумматора, четвертый сумматор, выход которого соединен с вторым входом первого сумматора, умножитель, выход которого соединен с вторым входом третьего сумматора, пятый сумматор и блок постоянной памяти, выходы которого являются выходами устройства, первый и второй входы блока постоянной памяти являются одноименными входами устройства, третий вход блока постоянной памяти и второй вход четвертого сумматора объединены и являются третьим входом устройства, первый вход умножителя является четвертым входом устройства, отличающееся тем, что, с целью повышения помехоустойчивости устройства, в него введены шестой сумматор, четвертый элемент задержки и инвертор, выход первого сумматора соединен с входом третьего элемента задержки, первый и второй входы и выход шестого сумматора подключены соответственно к четвертому входу устройства, выходу третьего элемента задержки и четвертому входу блока постоянной памяти, второй вход четвертого сумматора и первый вход пятого сумматора подключены соответственно к выходу третьего сумматора и четвертому входу устройства, выход пятого сумматора через четвертый элемент задержки соединен с входом первого элемента задержки, вторыми входами второго и пятого сумматоров и входом инвертора, выход которого соединен с вторым входом умножителя и пятым входом блока постоянной памяти.

Описание изобретения к патенту

Изобретение относится к электросвязи и может быть использовано в высокоскоростных модемах для формирования сверточно-кодированных сигналов.

Известно устройство для сверточного кодирования, содержащее регистр сдвига, первый сумматор, второй сумматор и переключатель [1]

Известно также устройство для формирования сверточно-кодированных сигналов, содержащее первую линию задержки, вторую линию задержки, третью линию задержки, первый сумматор, второй сумматор и блок выбора сигнальной точки [2]

Недостатками этих устройств являются низкая помехозащищенность генерируемых сверточно-кодированных последовательностей при невысоких отношениях сигнал/шум (< 20 дБ), а также их чувствительность к скачкам фазы несущего колебания, равным n /2, где n 1, 2, 3, при наличии которых в канале связи становится невозможным правильное декодирование принимаемой последовательности.

Наиболее близким к изобретению по технической сущности является устройство для формирования сверточно-кодированных сигналов, нечувствительных к скачкам фазы несущего колебания в канале связи, кратным 90^о, содержащее блок постоянной памяти, первый и второй выход которого через первую и вторую линии задержки подсоединены соответственно к третьему и четвертому входам блока постоянной памяти, последовательно соединенные третью линию задержки, первый сумматор, второй сумматор, четвертую линию задержки, третий сумматор, четвертый сумматор, пятую линию задержки, блок выбора сигнальной точки, а также пятый сумматор, первый умножитель и второй умножитель, при этом выход пятого сумматора соединен с вторым входом первого сумматора, входами пятого сумматора являются первый и второй выходы блока постоянной памяти, а выход пятой линии задержки является объединенным первым входом третьей линии задержки, первого умножителя и второго умножителя, вторыми входами первого умножителя и второго умножителя являются соответственно выход третьего сумматора и второй выход блока постоянной памяти, выходы первого умножителя и второго умножителя подсоединены соответственно к вторым входам второго сумматора и четвертого сумматора, первый выход блока постоянной памяти является вторым входом третьего сумматора и третьим входом блока выбора сигнальной точки, четвертый вход которого соединен с вторым выходом блока постоянной памяти, причем первые и вторые входы блока постоянной памяти и блока выбора сигнальной точки являются информационными входами, а выходы блока выбора сигнальной точки являются выходами устройства [3]

Устройство формирует сверточно-кодированные сигналы, которые позволяют передавать 4 информационных бита (m 4) за один интервал модуляции. Применяемый для сверточного кодирования код со скоростью R /+1 2/3 обеспечивает асимптотический энергетический выигрыш от кодирования (АЭВК) 4 дБ по сравнению с некодированной передачей методом квадратурно-амплитудной модуляции КАМ-16.

АЭВК обусловлен величиной свободного расстояния (минимальное евклидово расстояние) между двумя любыми передаваемыми сверточно-кодированными последовательностями сигналов, равной .

Сверточно-кодированные сигналы являются нечувствительными к скачкам фазы несущего колебания в канале связи, кратным 90^о. Это достигается за счет выполненного определенным образом устройства-прототипа назначения подмножеств сигнальных точек, полученных в результате разбиения [1, 4] исходного ансамбля сигналов переходам графа состояний, соответствующего назначения бит сигнальным точкам ансамбля сигналов и применения операции дифференциального кодирования.

Для декодирования сверточно-кодированной последовательности сигналов на приеме используется декодер максимального правдоподобия с мягким решением [5, 6] Решающее правило такого декодера можно сформулировать следующим образом. В качестве решения принимается такая информационная последовательность} которая дала бы на выходе блока выбора сигнальной точки последовательность сигналов} наиболее близкую к принимаемой} по евклидовому расстоянию

- min

при этом}c где с совокупность всех возможных последовательностей на выходе блока выбора сигнальной точки.

Характеристики "мягкого" декодирования зависят от свободного расстояния

d_своб= min

при этомS_n} {P_n} S_n}P_n} c.

Предположим, что сигнальные последовательностиS_n} иP_n} с минимальным евклидовым расстоянием между ними d_своб порождаются соответственно двоичными последовательностямиa_n} иa_n"} Тогда вероятность того, что вместо переданной последовательностиa_n} будет декодирована последовательностьa_n"} определяется как

P{ }P_n}{S_n} P{}a}{a_n} Q(d2), где Q интервал вероятностей;

- среднеквадратическое отклонение шума.

При отношении сигнал/шум, стремящемуся к бесконечности, вероятностью того, что в качестве решения будет принята последовательностьS_n"} расположенная на расстоянии большем, чем d_вобот действительно переданной последовательностиS_n} можно пренебречь по сравнению с вероятностью того, что в качестве решения будет принята последовательностьP_n} на расстоянии d_своб отS_n} Поэтому

P N(d_своб)Q(d_своб/2), (1) где N(d_своб) число ошибочных последовательностей, находящихся на расстоянии d_своб от действительно переданной последовательностиS_n} и зависит от структуры графа переходов [4]

Как видно из (1), определяющее влияние на помехозащищенность сверточно-кодированной последовательности сигналов оказывает свободное расстояние d_своб. АЭВК, обусловленный величиной свободного расстояния, составляет 4 дБ. Однако в каналах с аддитивным белым гауссовым шумом (АБГШ) и при скачках фазы несущего колебания, кратных 90^о, выигрыш от кодирования значительно снижается при малых и средних отношениях сигнал/шум (С/Ш) (15-20 дБ). Так, например, при вероятности ошибки Р_ош 10^-4 выигрыш от кодирования составляет около 2,5 дБ.

Таким образом, сверточно-кодированная последовательность сигналов, формируемая устройством, обладает невысокой помехозащищенностью, обусловленной величиной свободного расстояния.

Кроме того, использование операции дифференциального кодирования ведет к размножению ошибок при выполнении обратной операции декодирования в приемнике модема в случае ошибочного решения декодера максимального правдоподобия (декодера Витерби).

Целью изобретения является повышение помехозащищенности устройства и устранение операции дифференциального кодирования, ведущей к размножению ошибок при дифференциальном декодировании в приемнике модема в случае ошибочного решения декодера Витерби и повышение за счет этого энергетического выигрыша от кодирования в каналах со скачками фазы несущего колебания, кратными 90^о, при малых и средних отношениях С/Ш.

На фиг. 1 представлена структурная электрическая схема устройства для кодирования сверточным кодом; на фиг.2 и 3 тридцатидвух- и шестнадцатиточечные ансамбли сигналов; на фиг.4 граф переходов сверточного кодера.

Устройство содержит первый элемент 1 задержки, второй элемент 2 задержки, первый сумматор 3, третий элемент 4 задержки, второй сумматор 5, третий сумматор 6, четвертый сумматор 7, пятый сумматор 8, четвертый элемент 9 задержки, умножитель 10, блок 11 постоянной памяти, шестой сумматор 12 и инвертор 13.

Устройство работает следующим образом.

На информационные входы устройства в момент времени n поступают информационные биты Q1_n", Q2_n", Y3_n, Y4_n (m 4). Биты Y3_n, Y4_n подаются непосредственно на первый и второй входы блока 11, а биты Q1_n", Q2_n" на сверточный кодер, содержащий последовательно соединенные первый элемент 1 задержки, второй элемент 2 задержки, первый сумматор 3, третий элемент 4 задержки, второй сумматор 5, третий сумматор 6, четвертый сумматор 7, а также последовательно соединенные пятый сумматор 8, четвертый элемент 9 задержки и инвертор 13, а также умножитель 10 и шестой сумматор 12. Работу кодера описывают следующие логические функциональные зависимости

W1_n+1 W2_n;

W2_n+1 W3_n;

W3_n+1= W3_n Q1;

W4_n+1= W1_n W3_n W4_n Q1 Q2;

Y1_n= W4_n Q1;

Y1_n=.

Они связывают последующее состояние W1_n+1W2_n+1W3_n+1W4_n+1 и выходные биты Y1_n и Y0_n кодера с текущим состоянием W1_nW2_nW3_nW4_n и выходными битами кодера Q2_n" и Q1_n". Данные выражения получены путем минимизации с помощью диаграмм Вейча полных функциональных зависимостей, обусловленных графом переходов и назначением бит YI_n, I 0,1,4 сигнальным точкам ансамбля сигналов. Граф переходов отображает работу сверточного кодера как конечного автомата с памятью.

Каждому переходу, выходящему из одного текущего состояния и ведущего в последующее, назначается совокупность сигнальных точек из ансамбля сигналов, называемая подмножеством. Получение этих подмножеств основано на идее отображения путем разбиения множеств [1, 2, 4] При этом проводится последовательное разбиение исходного расширенного сигнального множества (алфавита сигналов) на вложенные подмножества, причем расстояния между элементами подмножества (сигнальными точками) на каждом шаге разбиения возрастают, а число элементов в нем убывает. В качестве исходного расширенного сигнального множества применяется тридцатидвухточечное крестообразное созвездие (32-CR), показанное на фиг. 2. Оно является расширенным, поскольку для передачи m 4 некодированных информационных бит по каналу за интервал модуляции методом квадратурно-амплитудной модуляции (КАМ) было бы достаточно иметь ансамбль сигналов (фиг. 3), состоящий из 16 точек (16-QA). Применение сверточного кодирования к входным информационным битам Q2_n"Q1_n" ведет к появлению дополнительного избыточного пятого бита Y0_n. Поэтому ансамбль сигналов должен иметь М 2^m+1 32 точки. В данном случае применяется ансамбль сигналов 32-CR, обладающий 90-градусной симметричностью, что является необходимым условием для обеспечения нечувствительности формируемой поcледовательноcти сигналов к скачкам фазы, кратным 90^о. Исследование подхода, основанного на разбиении исходного сигнального множества на вложенные подмножества, ведет к разбиению исходного тридцатидвухточечного сигнального множества на 2^m+1=2³=8 ( 2 число входных бит сверточного кодера) вложенных подмножеств A, B, C, D, E, F, G, H (фиг.2).

Разбиение проводится в (+1) 3 шага. На первом шаге разбиения получается два подмножества (фиг.2): A U B U C U D и E U FU G U H ( U- знак объединения) с минимальным евклидовым расстоянием ₁= = 2 где _о минимальное евклидово расстояние для исходного сигнального множества, _o= На втором шаге разбиения получаются подмножества A U B, C U D, E U F, G U H с ₂= ₁= 2 На последнем шаге разбиения имеем восемь подмножеств A, B, C, D, E, F, G, H с ₃= ₂=4 При вращении сигнального множества по часовой стрелке на 90^о подмножеств A, B, C, D, E, F, G, H переходят соответственно в подмножества E, F, G, H, C, D, A, B. При вращении на 180^о подмножества A, B, C, D, E, F, G, H переходят, соответственно, в C, D, A, B, G, H, E, F, а при 270^о в G, H, E, F, A, B, C, D.

Построение графа переходов базировалось на следующих правилах [3, 4]

а) граф переходов должен быть симметричен и все переходы в нем должны выполняться с одинаковой частотой;

б) переходам, начинающимся в одном состоянии и ведущим в различные состояния, необходимо ставить в соответствие сигналы одного из подмножеств, полученных на первом шаге разбиения;

в) сигналы из этих же подмножеств назначаются переходам, выходящим из различных состояний и ведущих в одно и то же состояние;

г) если обозначить q состояний кодера через i 0,1,q-1, то для того, чтобы кодер и, следовательно, последовательность сигналов были прозрачны к фазовой неопределенности в канале связи, кратной 90^о, должны существовать функции однозначного соответствия f_l:0,1,q-1} _0,1,q-1} l 1,2,3 такие, что выполняется следующее утверждение. Для каждого перехода из состояния i в состояние j, i_нj 0,1,q-1} обозначим через X0 группу сигнальных элементов одного из полученных в результате разбиения подмножества, а через Х1, Х2, Х3 группы сигнальных элементов, полученные из Х0 посредством вращения по часовой стрелке соответственно на 90, 180 и 270^о. Тогда каждому переходу из состояния f_l(i) в состояние f_l(j), (l 1,2,3) назначается группа сигнальных элементов X_l(l 1,2,3) соответственно.

Граф переходов представлен на фиг.4. Функции однозначного соответствия имеют вид

f₁: 1110 f₂: f₃:

Для графа переходов квадрат свободного расстояния равен 12. Действительно, если по каналу передается последовательность сигнальных точек, принадлежащих, например, подмножеству А (нулевое состояние), то ближайшей к ней будет последовательность из сигнальных точек, принадлежащих подмножествам B-D (рассматривается решетчатая диаграмма, получающаяся при развертке графа переходов во времени). С учетом минимального расстояния между точками подмножеств А и В, А и D ( _AB 2, _AD 2, фиг.2) квадрат свободного расстояния между рассматриваемыми последовательностями будет равен d_своб² _AB²+_AD²= 12. Если за правильную последовательность выбрать любую другую, то также найдется последовательность, отстоящая от нее на расстоянии .

Свободное расстояние позволяет оценить АЭВК по сравнению с некодированной передачей методом КАМ-16. Тогда, с учетом нормировки по средней мощности, для АЭВК имеем [2, 4]

G 10lg 10lg 4,771 дБ.

C выхода сверточного кодера выходные биты, обозначенные как Y0_n, Y1_n и Y2_n, поступают соответственно на пятый, четвертый и третий входы блока 11, на второй и первый входы которого подаются некодированные информационные биты, обозначенные через Y3_n, Y4_n. В соответствии с входной последовательностью бит YI_n, I 0,1,4 блок 11 осуществляет выбор для передачи по каналу одной из точек алфавита сигналов (фиг.2).

Для обеспечения нечувствительности сигнальных элементов ансамбля сигналов к скачкам фазы несущего колебания, кратным 90^о, без использования операции дифференциального кодирования и снижения сложности построения сверточного кодера назначение бит YI_n, I 0,1,4 сигнальным элементам выполнено с соблюдением следующих правил (фиг.2):

а) каждой группе из четырех сигнальных элементов, получаемых путем вращения одного из них на 90, 180 и 270^о по часовой стрелке, назначается одна и та же битовая комбинация Y4_nY3_nY2_n;

б) сигнальным элементам в каждом из восьми подмножеств A, B, C, D, E, F, G, H назначаются одни и те же битовые комбинации Y2_nY1_nY0_n;

Подмножества Y2_n Y1_n Y0_n Подмножества Y2_n Y1_n Y0_n

A 0 0 1 E 0 0 0

B 1 0 1 F 1 0 0

C 0 1 1 G 0 1 0

D 1 1 1 H 1 1 0

в) для каждого текущего состояния кодера и каждой входной битовой комбинации устройства обозначим через V 0 сигнальный элемент, соответствующий битовой комбинации Y4_nY3_nY2_nY1_nY0n. Затем обозначим через V1, V2, V3 сигнальные элементы, получаемые, когда V0 поворачивается на 90, 180 и 270^о по часовой стрелке соответственно. Тогда сигнальные элементы, соответствующие битовой комбинации Y4_nY3_nY2_nY1_nY0_n при текущем состоянии кодера f_l(W1_nW2_nW3_nW4_n) (l 1,2,3) и при той же входной битовой комбинации Y4_nY3_nQ2_n"Q1_n" будут соответственно V1, V2 и V3.

В соответствии с входными битами YI_n (I 0,1,4) в блоке 11 однозначно определяется сигнальная точка и на выходы блока 11 поступают сигналы P_n и Q_n, соответствующие координатам синфазной и квадратурной составляющих сигнальной точки.

Блок 11 постоянной памяти хранит значение сигнальных элементов. Входные биты YI_n (I 0,1,4) для блока 11 образуют код адреса сигнального элемента в ПЗУ. Примеры реализации блока 11 представлены на рис.5.17, 18, с.182, 283 [7]

Результаты моделирования предлагаемого устройства для формирования сверточно-кодированных сигналов показали, что по сравнению с прототипом в каналах с аддитивным белым гауссовым шумом и при скачках фазы несущего колебания, кратных 90^о, при малых и средних отношениях С/Ш (15-20 дБ) оно обеспечивает значительное повышение помехозащищенности передаваемой последовательности сигналов за счет увеличения свободного расстояния между сигнальными последовательностями.