способ формирования сложного фазоманипулированного сигнала

Формула изобретения

Способ формирования сложного фазоманипулированного сигнала, заключающийся в расширении спектра простого фазоманипулированного сигнала, полученного перемножением несущего синусоидального колебания с частотой f_о и бинарного сигнала информации, отличающийся тем, что используемую для расширения спектра псевдослучайную последовательность (ПСП) с тактовой частотой f_т разделяют на две ортогональные последовательности, одна из которых содержит только четные гармоники исходной ПСП, а другая - только нечетные, затем каждую из полученных последовательностей перемножают с простым фазоманипулированным сигналом, далее из спектра одного полученного сигнала выделяют верхнюю боковую полосу, из спектра другого сигнала - нижнюю боковую полосу, эти разноименные боковые полосы складывают, в каждой боковой полосе выделяют по два узких участка спектра, симметричных относительно частоты f_о +1/2f_т в верхней боковой полосе и относительно частоты f_о-1/2f_т в нижней боковой полосе, в каждой из боковых полос один из выделенных участков спектра усиливают до известной величины, а другой, симметричный ему, инвертируют, после чего выделенные и оставшиеся невыделенными участки спектра в обеих боковых полосах суммируют, причем выделяемые узкие участки спектра в каждой из боковых полос меняют по псевдослучайному закону.

Описание изобретения к патенту

Предлагаемое изобретение относится к области радиотехники и может быть использовано в помехозащищенных радиолиниях.

Известно, что повышение помехозащищенности радиолиний достигается как за счет скрытности передачи, так и за счет помехоустойчивости приема. Скрытность определяет вероятность обнаружения сигнала, его идентификацию (принадлежность), время оценки параметров, вид и эффективность организованной помехи.

Поэтому при выборе вида сигнала в помехозащищенных радиолиниях необходимо прогнозировать (предусматривать) действия противника по разведке и радиоэлектронному подавлению.

Для радиоэлектронного подавления обычно используются заградительные и прицельные по частоте помехи. Если заградительная помеха имеет достаточно большую мощность, она способна подавить как широкополосные, так и узкополосные сигналы. Однако постановка заградительной помехи возможна и целесообразна далеко не всегда, так как она подавляет и свои радиолинии, работающие в этом диапазоне частот. Кроме того, для постановки эффективной заградительной помехи требуется большая мощность передатчика. В этих условиях для подавления узкополосного сигнала или сигнала с медленной псевдослучайной перестройкой рабочей частоты (ППРЧ) противник скорее поставит прицельную по частоте помеху, чем заградительную.

Широкое применение в современных помехозащищенных радиолиниях находят сигналы с ППРЧ. Однако они обладают низкой энергетической скрытностью. Более высокую энергетическую скрытность обеспечивают сложные фазоманипулированные сигналы (СФМнС), способ формирования которых, описанный в книге (Л.Е.Варакин. Системы связи с шумоподобными сигналами. - М.: Радио и связь, 1985, стр.16, рис. 1.7), принят за прототип.

Сущность способа-прототипа заключается в расширении спектра простого фазоманипулированного сигнала (ФМнС), полученного перемножением несущего синусоидального колебания с частотой f _o и бинарного сигнала информации. Расширение спектра осуществляется путем перемножения простого ФМнС и псевдослучайной последовательности (ПСП) с тактовой частотой f_т.

Способ-прототип реализуется в устройстве, функциональная схема которого приведена на фиг.1, где обозначено:

1 - генератор несущего колебания;

2¹, 2² - перемножители;

3 - генератор ПСП.

Однако сформированный таким способом СФМнС имеет недостаточную структурную скрытность. Действительно, при возведении такого сигнала в квадрат образуются дискретные спектральные линии на частотах:

f=0; f_т; 2f _о; 2f_o±f_т,

где f_о - частота несущего колебания;

f_т - тактовая частота ПСП.

Появление спектральных линий на частотах 2f _о, 2f_о±f_т, является основным демаскирующим признаком бинарного СФМнС, облегчает его обнаружение, идентификацию и оценку параметров.

Образование этих спектральных линий обусловлено антисимметрией фазового спектра СФМнС относительно частот f_о и f_о±1/2f_т (фиг.2), которую можно записать как

(f-f _о)=-(f _о-f),

(f-f _o±1/2f_т)=-(f _o±1/2f_т-f),

При возведении в квадрат образуются произведения частотных составляющих:

- верхней и нижней боковых полос, которые дают спектральную линию на частоте 2f_о;

- полос (f_o-f _o+1/2f_т) и (f_o+1/2f_т-f _o+f_т), которые дают спектральную линию на частоте 2f_o+f_т;

- полос (f _o-f_т-f_о-1/2f_т) и (f _о-1/2f_т-f_o), которые дают спектральную линию на частоте 2f_o-f_т;

- полос (f_o-f_т-f_о-1/2f_т) и (f_o-f_o+1/2f_т), а также (f _о-1/2f_т-f_о) и (f_o+1/2f _т-f_о+f_т), которые дают спектральную линию на частоте f_т.

Наиболее вероятной помехой, которую может поставить противник при таком сигнале, является опасная импульсная заградительная помеха с полосой, равной полосе СФМнС (Адресные системы управления и связи. Вопросы оптимизации. /Под ред. Г.И. Тузова. - М.: Радио и связь, 1993, стр.123-127). Такая помеха способна довести вероятность ошибки в радиолинии до недопустимо большой величины.

Перечисленные недостатки можно устранить,

- во-первых, разрушением симметрии амплитудного спектра, что предотвращает образование спектральной линии на частоте 2f_o;

- во-вторых, компенсацией спектральных линий на частотах 2f_o±f_т, причем формирование компенсирующего напряжения обеспечивается излучением с повышенной мощностью узких участков спектра простого СФМнС в каждой из боковых полос в сочетании со сменой знака (инвертированием) участков спектра, симметричных относительно частот f_o+1/2f _т и f_o-1/2f_т соответственно;

- в-третьих, сменой по псевдослучайному закону выделенных узких участков спектра, излучаемых с повышенной мощностью, что усложняет идентификацию сигнала и снижает вероятность постановки наиболее опасной помехи.

Задача, которую решает предлагаемое изобретение, состоит в повышении помехозащищенности радиолинии и достигается тем, что в способе формирования сложного фазоманипулированного сигнала, заключающемся в расширении спектра простого фазоманипулированного сигнала, полученного перемножением несущего синусоидального колебания с частотой f_о и бинарного сигнала информации, согласно изобретению используемую для расширения спектра псевдослучайную последовательность (ПСП) с тактовой частотой f_т разделяют на две ортогональные последовательности, одна из которых содержит только четные гармоники исходной ПСП, а другая - только нечетные, затем каждую из полученных последовательностей перемножают с простым фазоманипулированным сигналом, далее из спектра одного полученного сигнала выделяют верхнюю боковую полосу, из спектра другого сигнала - нижнюю боковую полосу, эти разноименные боковые полосы складывают, в каждой боковой полосе выделяют по два узких участка спектра, симметричных относительно частоты f_o +1/2f_т в верхней боковой полосе и относительно частоты f_o-1/2f_т в нижней боковой полосе, в каждой из боковых полос один из выделенных участков спектра усиливают до известной величины, а другой, симметричный ему, инвертируют, после чего выделенные и оставшиеся невыделенными участки спектра в обеих боковых полосах суммируют, причем выделяемые узкие участки спектра в каждой из боковых полос меняют по псевдослучайному закону.

Графические материалы, представленные в заявке:

Фиг.1. - Функциональная схема устройства, реализующая способ-прототип.

Фиг.2. - Пример симметрии фазового спектра СФМнС.

Фиг.3. - Функциональная схема устройства, реализующая предлагаемый способ.

Фиг.4. - Форма амплитудного спектра выходного сигнала.

Фиг.5. - Пример реализации переключаемого инвертора.

Фиг.6. - Функциональная схема блока управления.

Предлагаемый способ реализуется в устройстве, функциональная схема которого приведена на фиг.3, где обозначено:

1 - генератор псевдослучайной последовательности (ГПСП);

2 - блок задержки на половину периода ПСП;

3¹,...3 ^N - полосовые фильтры;

4 - блок синхронизации;

5¹, 5², 5³ - сумматоры;

6 - блок вычитания;

7¹,...7^N - регулируемые усилители;

8 - блок управления;

9 - генератор несущего колебания;

10¹, 10 ², 10³ - перемножители;

11¹ ,...,11^N - переключаемые инверторы;

12 - фильтр верхней (нижней) боковой полосы;

13 - фильтр нижней (верхней) боковой полосы.

Устройство содержит генератор ПСП 1, первый выход которого через блок синхронизации 4 соединен с входом блока управления 8, а второй выход соединен с первыми входами сумматора 5¹, блока вычитания 6 и с входом блока задержки 2, выход которого соединен со вторыми входами сумматора 5¹ и блока вычитания 6. Выход сумматора 5¹ через последовательно соединенные перемножитель 10² и фильтр верхней (нижней) боковой полосы 12 соединен с первым входом сумматора 5³ , второй вход которого через последовательно соединенные фильтр нижней (верхней) боковой полосы 13 и перемножитель 10³ соединен с выходом блока вычитания 6. Устройство содержит также последовательно соединенные генератор несущего колебания 9 и перемножитель 10¹, второй вход которого является входом бинарного сигнала информации, а выход соединен со вторыми входами перемножителей 10² и 10³. Выход сумматора 5 соединен с входом каждого из N полосовых фильтров 3¹ ,...,3^N, выходы которых через соответствующие последовательно соединенные регулируемые усилители 7¹,...,7^N и переключаемые инверторы и 11¹,...,11^N соединены с соответствующими N входами сумматора 5² , выход которого является выходом устройства. Первые N выходов блока управления 8 соединены со вторыми (управляющими) входами соответствующих регулируемых усилителей 7¹,...,7 ^N, а вторые N выходов блока управления 8 соединены со вторыми (управляющими) входами соответствующих переключаемых инверторов 11¹,...,11^N.

Работа устройства, реализующего предлагаемый способ, происходит следующим образом.

Периодическую псевдослучайную последовательность с тактовой частотой f _т, вырабатываемую генератором 1, складывают в сумматоре 5¹ и вычитают в блоке 6 с задержанной на полпериода своей копией, поступающей с выхода блока 2.

В результате на выходе сумматора 5¹ образуется последовательность, спектр которой состоит только из четных (2,4,6...) гармоник исходной ПСП, а на выходе блока вычитания 6 образуется другая последовательность, спектр которой состоит только из нечетных (1,3,5...) гармоник исходной ПСП.

В блоке 10¹ перемножают несущее синусоидальное колебание, имеющее частоту f_o, вырабатываемое генератором 9, и бинарный сигнал информации, получая в результате простой фазоманипулированный сигнал, спектр которого расширяют путем перемножения данного сигнала в блоках 10² и 10³ с соответствующими ортогональными последовательностями, поступающими с выходов сумматора 5¹ и блока вычитания 6.

Фильтр боковой полосы 12 выделяет верхнюю (или нижнюю) полосу спектра сигнала с выхода блока 10², а фильтр боковой полосы 13 выделяет соответственно нижнюю (или верхнюю) полосу спектра сигнала с выхода перемножителя 10³.

В результате сложения этих разноименных боковых полос на выходе сумматора 5³ образуется двухполосный сигнал с несимметричным амплитудным спектром (наличию гармоники в верхней боковой полосе соответствует отсутствие соответствующей гармоники в нижней боковой полосе).

Далее из спектра полученного сигнала в каждой боковой полосе выделяют, например, при помощи гребенки полосовых фильтров 3¹,...3^N по два узких участка спектра, симметричных относительно частоты f_o+1/2f_т в верхней боковой полосе и относительно частоты f_о-1/2f_т в нижней боковой полосе. В каждой из боковых полос один из выделенных участков спектра усиливают в соответствующем регулируемом усилителе 7¹ ,...,7^N до известной расчетной величины, а другой выделенный участок, симметричный ему, инвертируют (изменяют знак входного напряжения) в соответствующем переключаемом инверторе 11¹,...,11^N по командам с соответствующего выхода блока управления 8. Коэффициент усиления каждого из усилителей 7¹,...,7^N зависит от уровня управляющего напряжения, поступающего с соответствующего выхода блока 8.

В сумматоре 5² все выделенные и оставшиеся невыделенными участки спектра в обеих боковых полосах суммируют.

Таким образом, на выходе устройства наблюдается сложный комбинированный фазоманипулированный сигнал, состоящий из широкополосной и четырех узкополосных компонент, амплитудный спектр которого представлен на фиг.4, где

f- ширина спектра простого ФМнС, которую можно принять равной полосе частот широкополосной компоненты;

F- полоса частот одной узкополосной компоненты;

К - коэффициент усиления выделенного узкого участка спектра;

N_c - спектральная плотность простого ФМнС мощностью р_с равна .

Данный сигнал можно рассматривать как сумму двух сигналов: широкополосного с высокой энергетической структурной скрытностью и сигнала с медленной ППРЧ, имеющего пониженную энергетическую скрытность.

Возможность образования дискретной спектральной линии на частоте 2f_о исключается за счет разрушения симметрии амплитудного спектра относительно частоты f_o .

Исключение возможности образования дискретных спектральных линий на частотах 2f_o±f_т достигается за счет компенсации, которая осуществляется путем сложения с разными знаками составляющих, обусловленных широкополосной и узкополосной компонентами, что видно из фиг.4.

Для компенсации дискретных линий на частотах 2f_o±f_т при условии равномерности спектра простого СФМнС необходимо выполнение равенства

откуда коэффициент усиления

Приведенное уравнение отражает равенство амплитуд дискретных линий на частотах 2f_o±f_т образующихся в каждой боковой полосе при перемножении узкополосной компоненты с симметричным участком спектра и остальных участков спектра простого ФМнС.

Смена частот узкополосных компонент и симметричных им участков спектра в боковых полосах осуществляется по псевдослучайному закону. Таким образом имитируется сигнал с ППРЧ. Узкополосные компоненты, очевидно, имеют более низкую энергетическую скрытность, поэтому обнаруживаются быстрее, чем широкополосная компонента. Естественно предположить, что и подавляться в первую очередь будут узкополосные компоненты и с большой вероятностью будут использоваться узкополосные прицельные по частоте помехи. Эти узкополосные помехи при приеме сигнала могут быть режектированы. При этом широкополосная компонента может приниматься так же, как и обычный бинарный СФМнС.

Следует подчеркнуть, что предлагаемый способ позволяет формировать сложный сигнал, который может приниматься приемниками старого парка, рассчитанными на обычный СФМнС.

Таким образом, использование предлагаемого сложного комбинированного фазоманипулированного сигнала

- во-первых, затрудняет обнаружение, идентификацию и раскрытие его структуры типовыми разведприемниками СФМнС;

- во-вторых, снижает вероятность постановки противником наиболее опасных помех;

- в-третьих, может осуществляться приемниками старого парка без модификации.

Отсюда следует, что использование такого сигнала позволяет повысить помехозащищенность радиолиний по сравнению с применением типовых (бинарных) СФМнС.

Элементы, входящие в состав устройства, функциональная схема которого представлена на фиг.3, в основном являются типовыми.

Пример реализации переключаемого инвертора 11 представлен на фиг.3, где обозначено:

11.1 - неинвертирующий повторитель;

11.2 - инвертирующий повторитель;

11.3¹, 11.3² - ключи;

11.4 - схема НЕ;

11.5 - сумматор.

Каждый из переключаемых инверторов 11¹...11^N (фиг.3) содержит последовательно соединенные неинвертирующий повторитель 11.1 и ключ 11.3¹, выход которого соединен с первым входом сумматора 11.5, выход которого является выходом инвертора 11, а также последовательно соединенные инвертирующий повторитель 11.2 и ключ 11.3², выход которого соединен со вторым входом сумматора 11.5, причем входы повторителей 11.1 и 11.2 объединены и являются первым входом инвертора 11. Второй вход переключаемого инвертора 11 является управляющим (фиг.3) и соединен со вторым входом ключа 11.3² и через схему НЕ 11.4 - со вторым входом ключа 11.3¹.

Ключи 11.3 ¹, 11.3² отпираются при подаче на вторые (управляющие) входы логической единицы и пропускают на выход входной сигнал с инвертированием или без него в зависимости от управляющего напряжения.

Блок управления 8 на своих выходах вырабатывает импульсы, управляющие коэффициентами усиления регулируемых усилителей 7¹,...,7^N и переключаемыми инверторами 11¹,...,11^N. В простейшем случае он может быть выполнен на основе триггерного счетчика импульсов и группы дешифраторов, настроенных на определенные состояния этого счетчика.

Функциональная схема блока управления 8 представлена на (фиг 6).

При смене состояния счетчика изменяются номера регулируемых усилителей 7¹,...7^N (фиг.3) с повышенным коэффициентом усиления (К), а следовательно, происходит скачок частоты узкополосной компоненты. При этом включается соответствующий инвертор 11¹,...,11^N (фиг.3) симметричного участка спектра сигнала.

Предположим, что . Тогда число триггеров в счетчике должно быть равно 6 (2 ⁶=64).

На выходах триггеров счетчика формируются шестиразрядные числа, начиная от 000000 и заканчивая 111111. Используя шестивходовые схемы И и соединяя их выходы с соответствующими прямыми и инверсными выходами триггеров счетчика с помощью коммутирующей матрицы, можно организовать 64 дешифратора. При этом каждый дешифратор будет настроен на соответствующее число.

Первый набор из 64-х дешифраторов будет менять коэффициенты усиления соответствующих регулируемых усилителей 7¹,...,7^N (фиг.3). Второй набор из 64-х дешифраторов будет управлять соответствующими инверторами 11¹,...,11^N (фиг.3).

Блок синхронизации 4 может быть выполнен в виде дешифратора, на выходе которого появляется импульс при определенной комбинации состояний триггеров регистра сдвига, на основе которого построен генератор ПСП 1.