квазиоптимальный приемник дискретно-непрерывных фазоманипулированных сигналов

Формула изобретения

Квазиоптимальный приемник дискретно-непрерывных фазоманипулированных сигналов многоканальной системы связи с кодовым разделением каналов, в состав которого входят последовательно соединенные первый перемножитель, второй перемножитель, третий перемножитель, фильтр низкой частоты, управляемый генератор, четвертый перемножитель, причем второй перемножитель, третий перемножитель, фильтр низкой частоты и управляемый генератор образуют схему фазовой автоподстройки частоты, к выходу четвертого перемножителя подключены последовательно соединенные седьмой и восьмой перемножители, причем выход восьмого перемножителя подключен к инверсному входу сумматора, к выходу четвертого перемножителя подключены последовательно соединенные пятый и шестой перемножители, прямой вход сумматора, управляемый тактовый генератор, регистр сдвига, первый и третий выходы которого соединены с пятым перемножителем и седьмым перемножителем соответственно, второй выход регистра сдвига последовательно соединен с первым перемножителем, девятым перемножителем, интегратором, функциональным элементом гиперболического тангенса, выход которого подключен ко вторым входам третьего перемножителя, шестого перемножителя и восьмого перемножителя, причем пятый перемножитель, шестой перемножитель, седьмой перемножитель, восьмой перемножитель, сумматор, управляемый тактовый генератор и регистр сдвига образуют схему слежения за задержкой, ко второму входу девятого перемножителя подключен выход управляемого генератора, выход интегратора подключен к пороговому устройству, выход которого является выходом квазиоптимального приемника, отличающийся тем, что в него введены последовательно соединенные полосовой фильтр, вход которого подключен к входу квазиоптимального приемника, аналого-цифровой преобразователь, выход которого подключен к первому входу первого перемножителя и второму входу четвертого перемножителя, а также корректор частоты дискретизации, вход которого подключен к выходу функционального элемента гиперболического тангенса, а выход подключен ко второму входу аналого-цифрового преобразователя.

Описание изобретения к патенту

Изобретение относится к области передачи информации посредством электромагнитных волн и может быть использовано в системах спутниковой связи, телеметрии, в системах управления по радио, в системах измерения параметров движения объектов радиолокационными методами.

Известные системы передачи информации с использованием фазоманипулированных сигналов с манипуляцией на обладают высокой помехоустойчивостью в связи с тем, что первичная модуляция основана на использовании противоположных сигналов. Главным недостатком таких систем является сбой на обратную работу, то есть возникновение ошибки на . Поэтому эти системы требуют применения дополнительных способов защиты от ошибки и повышения помехоустойчивости. К таким способам относятся, например, применение пилот-сигнала, применение относительной фазовой модуляции и другие. Однако эти методы ведут к повышению энергетики радиоканала, к общему снижению помехоустойчивости. Общими недостатками этих систем являются:

1. Низкая энергетическая эффективность, так как для обеспечения надежной синхронизации необходимо выделить для передачи синхросигналов до 40% энергии канала.

2. Низкая временная эффективность использования канала, так как до 40% интервала времени, отводимого для передачи каждой посылки информации, используется для передачи синхросигналов.

3. При использовании систем такого типа не всегда удается обеспечить требования по экологической безопасности, так как значительные энергетические затраты, которые необходимы для обеспечения надежной синхронизации системы, приводят к высокой спектральной плотности мощности в зоне обслуживания системы связи и как следствие - к нарушению требований по экологической безопасности.

Наиболее близким к предлагаемому изобретению является приемник псевдослучайных сигналов [1], включающий последовательно соединенные первый перемножитель (П), второй П, третий П, фильтр низкой частоты (ФНЧ), управляемый генератор (УГ), четвертый П, причем второй П, третий П, ФНЧ и УГ образуют схему фазовой автоподстройки частоты, к выходу четвертого П подключены последовательно соединенные седьмой и восьмой П, причем выход восьмого П подключен к инверсному входу сумматора (С), к выходу четвертого П подключены последовательно соединенные пятый и шестой П, прямой вход С, управляемый тактовый генератор (УТГ), регистр сдвига (PC), первый и третий выходы которого соединены с пятым П и седьмым П соответственно, второй выход PC последовательно соединен с первым П, девятым П, интегратором (И), функциональным элементом гиперболического тангенса (ГТ), выход которого подключен ко вторым входам третьего П, шестого П и восьмого П, причем пятый П, шестой П, седьмой П, восьмой П, С, УТГ и PC образуют схему слежения за задержкой, ко второму входу девятого П подключен выход УГ, выход И подключен к пороговому устройству (ПУ), выход которого является выходом квазиоптимального приемника. Основным недостатком приемника является низкая устойчивость к перескоку фазы на в начале длительности дискретного символа сигнала, вызванная переходными процессами и приближением к границе квазипериодической турбулентности.

Целью настоящего изобретения является создание приемника дискретно-непрерывных фазоманипулированных сигналов с повышенной устойчивостью работы к перескоку фазы на и снижение вероятности ошибки приема дискретного параметра сигнала за счет выравнивания границы квазипериодической турбулентности коррекцией частоты тактового генератора аналого-цифрового преобразователя (АЦП) в зависимости от коэффициента усиления приемника и снижения при этом возмущающего влияния переходных процессов, возникающих с приходом очередного информационного символа, обеспечивающего выравнивание значений среднеквадратических отклонений (СКО) непрерывных параметров сигнала, определяющих коэффициент усиления приемника. Указанная цель достигается тем, что в известном приемнике псевдослучайных сигналов, включающем последовательно соединенные последовательно соединенные первый П, второй П, третий П, ФНЧ, УГ, четвертый П, причем второй П, третий П, ФНЧ и УГ образуют схему фазовой автоподстройки частоты, к выходу четвертого П подключены последовательно соединенные седьмой и восьмой П, причем выход восьмого П подключен к инверсному входу С, к выходу четвертого П подключены последовательно соединенные пятый и шестой П, прямой вход С, УТГ, PC, первый и третий выходы которого соединены с пятым П и седьмым П соответственно, второй выход PC последовательно соединен с первым П, девятым П, И, ГТ, выход которого подключен ко вторым входам третьего П, шестого П и восьмого П, причем пятый П, шестой П, седьмой П, восьмой П, С, УТГ и PC образуют схему слежения за задержкой, ко второму входу девятого П подключен выход УГ, выход И подключен к пороговому устройству (ПУ), выход которого является выходом квазиоптимального приемника, введены последовательно соединенные полосовой фильтр (ПФ), вход которого подключен к входу квазиоптимального приемника, АЦП, выход которого подключен к первому входу первого П и второму входу четвертого П, а также введен новый элемент корректор частоты дискретизации (КЧД), вход которого подключен к выходу ГТ, а выход подключен ко второму входу АЦП.

Отличительными признаками предлагаемого устройства являются введенные в схему приемника дополнительные элементы, а именно: КЧД, ПФ, АЦП и соответствующие связи между ними, благодаря чему удается обеспечить повышение устойчивости работы приемника к перескоку фазы на , общее повышение помехоустойчивости и снижение вероятности ошибки приема дискретного символа сигнала за счет выравнивания коэффициента усиления, обусловленного СКО непрерывных параметров сигнала путем сглаживания их пульсаций, обусловленных переходными процессами в моменты прихода очередного дискретного символа сигнала.

Поскольку совокупность введенных элементов и их связей до даты подачи заявки в патентной и научной литературе не обнаружена, то предлагаемое техническое решение соответствует «изобретательскому уровню».

Структурная схема устройства представлена на фигуре 1. Цифрами на фигуре 1 обозначены:

1 - полосовой фильтр (ПФ);

2 - аналого-цифровой преобразователь (АЦП);

3, 4, 5, 8, 10, 11, 13, 14,18 - перемножители (П);

6 - фильтр низкой частоты (ФНЧ);

7 - управляемый генератор (УГ);

9 - корректор частоты дискретизации (КЧД);

12 - сумматор (С);

15 - функциональный элемент гиперболического тангенса (ГТ);

16 - регистр сдвига (PC);

17 - управляемый тактовый генератор (УТГ);

19 - интегратор (И);

20 - пороговое устройство (ПУ).

Порядок работы приемника рассмотрим по структурной схеме, которая изображена на фигуре 1, и при условии, что приемник находится в состоянии захвата принимаемого сигнала. Захват осуществлен устройством первоначальной синхронизации, которое в заявляемом устройстве не рассматривается.

Пусть на вход приемника в момент времени t_К поступает сигнал вида

s(t, x(t), y(t))=A(t) g[t- (t)]cos[ ₀t+ (t)+ y(t)],

где x^t(t)=( (t), (t), (t), v(t)) - вектор непрерывных оцениваемых параметров сигнала; y(t) - дискретный оцениваемый параметр; - угол манипуляции; A(t) - амплитуда сигнала; (t) - случайная составляющая фазы сигнала; g(t) - псевдослучайная последовательность (ПСП) длиной L и длительностью элементарного символа _и; ₀ - несущая частота сигнала; (t) - случайная составляющая задержки сигнала; (t) - скорость изменения (t); v(t) - скорость изменения (t).

Этот сигнал после аналого-цифрового преобразования перемножается с опорным кодом псевдослучайной последовательности (ПСП), поступающим с выхода схемы слежения за задержкой (ССЗ) и с гармонической составляющей сигнала, поступающей с выходов схемы ФАПЧ. Схема ФАПЧ представлена элементами вторым и третьим П, ФНЧ и УГ. ССЗ представлена пятым, шестым, седьмым, восьмым П, С, УТГ и PC.

Схема ФАПЧ в соответствии с [2, 3] осуществляет фильтрацию фазы и частоты, а ССЗ осуществляет фильтрацию задержки и скорости изменения задержки ПСП.

Полагается, что вектор x(t) и дискретный параметр y(t) независимы. Оценка значения дискретного параметра осуществляется девятым П, И, ПУ. С выхода И через ГТ сигнал поступает на ФАПЧ и ССЗ. На основании [1, 4, 5] могут быть получены следующие оценки информационного параметра при независимости его значений для различных отсчетов n:

где F₁(k, ^*)=¹/ ₂{z(k)-s[x^*(k|k-1), y _n=i, k]}²,

int(·) - операция взятия целой части числа,

z(k)=z(t_k), t_k =t₀+k t, t - шаг дискретизации.

Выражение для оценки информационного параметра примет вид

В отличие от алгоритма фильтрации только непрерывных параметров x(t) при отсутствии дискретного параметра y(t) в приводимом случае появляется обратная связь от оценок дискретного параметра на оценки непрерывного параметра, которая реализуется посредством гиперболического тангенса th R(k|k-1), где

А на оценку дискретного параметра, в свою очередь, окажут влияние получаемые текущие значения оценки вектора непрерывных параметров.

Проведено исследование турбулентности в координатах частота дискретизации - отношение сигнал/шум. При этом четко выявлены области колмогоровской (КТ), квазипериодической (КПТ) и развитой (РТ) турбулентности (см. фиг.2), а также области возникновения катастроф - перескоки фазы ФАПЧ, срыв слежения ССЗ (фиг.3). При этом получена экспериментальная зависимость устойчивости системы от частоты дискретизации, отношения сигнал/шум и размерности предельного множества пространства состояний фильтра. Квазипериодическая турбулентность наступает при достижении этими параметрами критического числа [5]

R_кр=G_f f_дqD_cap/f _T,

где G_f - множитель, зависящий от типа фильтра, f_д - частота дискретизации АЦП, q - отношение сигнал/шум на входе приемника, D _cap - размерность предельного множества пространства состояний фильтра,

f_T - частота тактового генератора ПСП.

Значение критического числа для рассматриваемого фильтра составляет порядка 23 расширенного дискретного фильтра Калмана - порядка 19, для фильтра с аппроксимацией апостериорной плотности вероятностей на прямоугольной решетке индексов - порядка 12. Рассчитанные значения емкостной размерности предельного множества в зависимости от прочих параметров системы находились в пределах от 1,2 до 1,7. Значения G_f, f _д, q, D_cap задаются в начале работы приемника на основании имеющихся статистических сведений.

На фиг.4 показаны пульсации элементов ковариационной матрицы погрешностей (КМП), которые могут составлять значения 10-15% в зависимости от отношения сигнал/шум, что эквивалентно падению коэффициента усиления фильтра или снижению отношения сигнал/шум. Для компенсации их возрастания в начале информационного импульса требуется изменять частоту дискретизации по закону:

f _д=f_д0[1+ (1-thR(k/k-1))],

где f_д0 - априорное значение частоты дискретизации, =0,1...0,15 - коэффициент пульсаций элементов КМП приемника.

Техническая реализация квазиоптимального приемника дискретно-непрерывных фазоманипулированных сигналов с корректором коэффициента усиления может быть выполнена на микросхеме ПЛИС Altera IPM 7192SQC160-5 [6].

Источники информации

1. Помехозащищенность радиосистем со сложными сигналами. / Г.И.Тузов, В.А.Сивов, В.И.Прытков и др. Пор ред. Г.И.Тузова. - М.: Радио и связь, 1985. - 264 с. (рис.4.11, с.125).

2. Тихонов В.И. Оптимальный прием сигналов. М.: Радио и связь, 1983, 320 с.

3. Тихонов В.И. Статистическая радиотехника. М.: Сов. радио, 1966, 678 с.

4. Горшков В.В., Сухов А.В., Котов В.Л. Статистическая динамика квазиоптимального цифрового приемника ФМ-ШПС // Известия вузов. Радиоэлектроника. Киев. 1989. №5. С.18-23.

5. Сухов А.В. Методы и технологии выработки управленческих решений. М.: ВА РВСН им. Петра Великого, 2003. 283 с.

6. Стешенко В.Б. ПЛИС фирмы Альтера: Элементная база, система проектирования и языки описания алгоритмов. М.: Додэка, 2002 г. (стр.46, п.1.3)