измеритель характеристик фазовых флуктуаций

Формула изобретения

ИЗМЕРИТЕЛЬ ХАРАКТЕРИСТИК ФАЗОВЫХ ФЛУКТУАЦИЙ, содержащий генератор опорной частоты, формирователь квантующих импульсов, первый и второй блоки выборки и хранения, соединенные через первый и второй аналого-цифровые преобразователи соответственно с первым и вторым информационными входами блока вычисления арктангенса, выход которого подключен к второму информационному входу запоминающего блока, выход которого соединен с информационным входом арифметического блока, первый, второй и третий выходы блока управления соединены с управляющими входами соответственно блока вычисления арктангенса, запоминающего и арифметического блока, выход которого подключен к третьему информационному входу запоминающего блока и является выходом измерителя, отличающийся тем, что в него введены формирователь импульсов и последовательно соединенные счетчик импульсов и регистр, между генератором опорной частоты и формирователем квантующих импульсов включен синтезатор частоты, при этом синусный и косинусный выходы синтезатора соединены с сигнальными входами соответственно первого и второго блоков выборки и хранения, входы стробирования которых объединены с входом сброса счетчика и входом синхронизации регистра и подключены к выходу формирователя импульсов, вход которого является входом измерителя, выход формирователя квантующих импульсов соединен со счетным входом счетчика и входом блока управления, выход регистра с первым информационным входом запоминающего блока.

Описание изобретения к патенту

Изобретение относится к радиоизмерительной технике и может быть использовано в системах спутниковой радионавигации для дальномерных, скоростных и угломерных траекторных измерений, а также в информационно-измерительных системах для оценки и контроля параметров сигналов стандартов частоты, синтезаторов частоты и т.п.

Известен цифровой измеритель характеристик фазовых флуктуаций, содержащий высокостабильный генератор опорной частоты, формирователь стробирующих импульсов, блоки выборки и хранения, аналого-цифровые преобразователи, блок вычисления арктангенса, блок управления, запоминающий блок, арифметический блок, управляемый аттенюатор, управляемый фазовращатель, амплитудный компаратор, фазовый детектор, делитель частоты, фазовый детектор и фильтр нижних частот.

Работа данного измерителя основана на стробировании короткими импульсами опорной частоты _о синусной и косинусной составляющих исследуемого сигнала. По цифровым отсчетам сигналов синусного и косинусного каналов, полученным с помощью блоков выборки и хранения и аналого-цифровых преобразователей, блок вычисления арктангенса вычисляет значение фазы _i сигнала, поступающего на вход устройства. Вычисленные значения фазы _i заносятся в запоминающий блок. Арифметический блок вычисляет разность каждых двух смежных вычисленных значений фазы сигнала (_{i+1 i}), которые также заносятся в запоминающий блок и представляет собой значения набегов фазы входного сигнала за равные интервалы времени между соседними стробимпульсами

t_i+1 t_i 2 /_o. Арифметический блок вычисляет также разность смежных значений набегов фазы, представляющую собой фазовые флуктуации _i входного сигнала

_i (_{i i-1}) (_{i-1 i-2}) В отсутствии фазовых шумов

_i t_i + _o; _{i i-1 o}; _i 0.

В данном измерителе частота высокостабильного генератора опорной частоты с помощью петли ФАПЧ "привязывается" к частоте входного сигнала. Благодаря этому обеспечивается кратность частот и _о, т.е. m _o, и устраняется погрешность измерения из-за нелинейных искажений входного сигнала. Элементами системы ФАПЧ в этом устройстве являются делитель частоты, фазовый детектор и фильтр нижних частот. Однако введение системы автоподстройки частоты _о высокостабильного генератора приводит к ограничению функциональных возможностей устройства, в частности исключает возможность измерения частоты входного сигнала.

Недостатком известного устройства является невозможность обеспечить требуемую точность для решения поставленных радионавигационных задач, что обусловлено наличием аддитивных шумов во входном исследуемом сигнале и шумов квантования.

Наиболее близким к предлагаемому устройству является измеритель, содержащий генератор опорной частоты, формирователь стробирующих импульсов, блоки выборки и хранения, аналого-цифровые преобразователи, блок вычисления арктангенса, блок управления, запоминающий блок, арифметический блок, управляемый аттенюатор, фазовый детектор, амплитудный компаратор, фазовый детектор [1]

Из входного исследуемого сигнала с помощью управляемого фазовращателя, управляемого аттенюатора, амплитудного компаратора и фазового детектора формируются квадратурные сигналы равной амплитуды; 90^о-ный фазовый сдвиг квадратурных сигналов контролируют с помощью фазового детектора и поддерживают постоянным в диапазоне частот с помощью управляемого фазовращателя. Равенство амплитуд квадратурных сигналов поддерживают благодаря амплитудному компаратору и управляемому аттенюатору. С помощью формирователя стробирующих импульсов, поступающих с частотой _о опорного сигнала на управляющие входы блоков 7 и 8 выборки и хранения, осуществляется запоминание мгновенных значений напряжений квадратурных сигналов. Преобразователи аналог-код преобразуют запомненные значения напряжений квадратурных сигналов в цифровые коды, которые подаются на соответствующие входы блока вычисления арктангенса. Блок вычисления арктангенса вычисляет значение фазы _i входного сигнала на момент прихода i-го строб-импульса на входы блоков выборки и хранения. Вычисленные значения фазы _i заносятся в запоминающий блок. Арифметический блок вычисляет разность каждых двух смежных вычисленных значений фазы сигнала (_{i i-1}). Вычисленные разности, значения которых также заносятся в запоминающий блок, представляют собой набеги фазы входного сигнала за равные интервалы времени между соседними строб-импульсами

= 2 /_o. и в отсутствии фазовых флуктуаций входного сигнала должны иметь неизменное значение. Невозможность обеспечить с помощью известного устройства требуемую точность измерения обусловлена как шумами во входном исследуемом сигнале, так и шумом квантования. Относительно высокая погрешность измерения приводит, в свою очередь, к недопустимому увеличению времени измерения.

Суммарная случайная погрешность измерения для данного устройства может быть записана в виде

_ш + _к (1) где _ш погрешность, обусловленная шумами во входном исследуемом сигнале;

_к погрешность от квантования. Дисперсия ²() суммарной погрешности выразится

²() ²(_ш + ²(_к), (2) где ²(_ш) и ²(_к) соответственно дисперсии шумовой погрешности и погрешности от квантования. Известно, что

²(_ш) (3) где N_o мощность шума;

_с энергия сигнала, накопленная за время наблюдения, т.е.

_c= A²sin²tdt (4) В известном устройстве отсчеты измеряемого сигнала в квадратурных каналах берутся в короткие моменты стробирования, поэтому выражение (4) можно переписать

_c= A² sin²t(t-t_c)dt A²sin²t_c (5) где (.) дельта-функция Дирака. Из (5) следует, что _с зависит от t_c. Поэтому необходимо найти среднее значение _с, полагая распределение фазы сигнала равномерным на интервале

= A² sin²t_cdt_c= (6) где Т 2 /. С учетом (6) выражение (3) примет вид

²(_ш) 1/q (7) где q A²/N_o отношение сигнал-шум. Для определения ²(_к) положим, что разрядность АЦП равна n. При этом напряжения А_с и А_к сигнала в каждом из квадратурных каналов квантуется на 2ⁿ уровней. Очевидно, что значение фазы сигнала, равное _i arctg(A_c/A_к), квантуется на 2ⁿ⁺¹ уровней, т.е. _о 2 /2ⁿ⁺¹.

Плотность распределения погрешности от квантования _к равномерна на интервале _о [8] Поэтому дисперсия _к выражается в виде

²(_к) (8) Суммарную дисперсию погрешности измерения фазы, учитывая статистическую независимость составляющих, можно выразить в виде

²= ²(_ш)+²(_к) 1/q + (9) При малых отношениях сигнал/шум (например, в системах дальней радионавигации) определяющий вклад в суммарную погрешность фазовой синхронизации вносит шумовая составляющая, поэтому выражение (9) в этом случае можно приближенно записать

² 1/q Для достижения требуемой точности фазовой синхронизации современных навигационных систем необходимо, чтобы относительная дисперсия погрешности оценки фазы была равна

²_от= 10¹⁵-10¹⁶ Для достижения столь малой дисперсии применяется усреднение m фазовых отсчетов. При этом дисперсия уменьшается в m раз, т.е.

²_от ²/m4 ² 1/mq4 ². При реальном значении отношения сигнал/шум q 4, достижение требуемой точности возможно, если m 710¹². В этом случае время измерения составит

Т_н 710¹²Т_о, где Т_о длительность периода опорного стробирующего сигнала. Для Т_о 10^-9 с, Т_н 7000 с. что недопустимо велико. Кроме этого, данному устройству присуща существенная погрешность при анализе фазовых флуктуаций колебаний с большим уровнем нелинейных искажений. В самом деле исследуемое колебание V(t) в первом приближении, пренебрегая фазовыми шумами, можно рассматривать как синусоидальное колебание с амплитудой А₁ и частотой , промодулированное по амплитуде и фазе сигналами с частотой (k-1) _o, т.е. в виде

U(t) A1 + cos[(k-1)_ot]cost+ sin[(k-1)_ot]

Пренебрегая амплитудной модуляцией, можно записать

U(t) A₁cost+ sin[(k-1)t] (10) Значение фазы сигнала будет

_i= t_i+ sin[(k-1)t_i] (11) Поскольку в общем случае n _o, где _о частота опорного сигнала, а m целое число, то

_i= _i+1-_i0 в отсутствии фазовых шумов. Погрешность из-за нелинейных искажений приводит к полной неработоспособности известного устройства при анализе фазовых флуктуаций периодической последовательности импульсов из-за неоднозначности фазовых отсчетов при стробировании последовательности импульсов.

Предлагаемое техническое решение возникло в результате решения задачи построения измерителя фазы сигнала, обеспечивающего необходимую точность измерения для работы по сигналам радионавигационных станций (РНС), в частности спутниковых радионавигационных систем (СРНС), например, для систем фазовой синхронизации (СФС). В современных СРНС достижение требуемых точностей возможно, если относительная дисперсия оценки фазы составит величину 10^-15-10^-16. При этом отношение сигнал/шум в этих системах относительно невелико, например, на входе приемника оно составляет -160 дБ, а на входе измерителя (2-4) дБ. Как показано в материалах заявки, достижение такой точности при столь малых отношениях сигнал/шум с помощью известных технических решений требует недопустимо большого времени измерения.

Техническим результатом изобретения является снижение влияния шумовой погрешности и, как следствие, повышение точности измерения при фиксированном времени измерения или достижение заданной точности измерения за существенно меньшее время.

Для достижения технологического результата в измеритель характеристик фазовых флуктуаций, содержащий генератор опорной частоты, формирователь квантующих импульсов, первый и второй блоки выборки и хранения, соединенные через первый и второй аналого-цифровые преобразователи соответственно с первым и вторым информационными входами блока вычисления арктангенса, выход которого подключен к второму информационному входу запоминающего блока, выход которого соединен с информационным входом арифметического блока, первый, второй и третий выходы блока управления соединены с управляющими входами соответственно блока вычисления арктангенса, запоминающего блока и арифметического блока, выход которого подключен к третьему информационному входу запоминающего блока и является выходом измерителя, введены формирователь импульсов, последовательно соединенные счетчик импульсов и регистр, между генератором опорной частоты и формирователем квантующих импульсов включен синтезатор частоты, при этом синусный и косинусный выходы синтезатора соединены с сигнальными входами соответственно первого и второго блоков выборки и хранения, входы стробирования которых объединены с входом сброса счетчика и входом синхронизации регистра и подключены к выходу формирователя импульсов, вход которого является входом измерителя, выход формирователя квантующих импульсов соединен со счетным входом счетчика и входом блока управления, выход регистра соединен с первым информационным входом запоминающего блока.

Включение новых блоков с соответствующими связями позволило использовать зависимость погрешности измерения фазы входного сигнала от соотношения частот входного и опорного _о сигналов. Зная априорно соотношение сигнал/шум на входе измерителя, с помощью перестраиваемого синтезатора можно получить такое значение частоты _о, формируя из которого сигналы квадратурных каналов и затем стробируя их импульсами, сформированными из смеси входного сигнала и шума, можно минимизировать дисперсию оценки фазы, т.е. повысить точность измерения на заданном интервале времени.

На фиг.1 изображен предлагаемый измеритель; на фиг.2 временная диаграмма работы измерителя.

Предлагаемое устройство содержит последовательно соединенные генератор 1 опорной частоты, синтезатор 2 частоты, формирователь 3 квантующих импульсов, а также последовательно соединенные формирователь 4 импульсов, счетчик 5 импульсов и регистр 6. Выход формирователя 4 импульсов соединен с входом сброса счетчика 5 импульсов и входом синхронизации регистра 6, а также со стробирующими входами блоков 7 и 8 выборки и хранения, выходы которых через аналого-цифровые преобразователи 9 и 10 подключены соответственно к первому и второму входам блока 11 вычисления арктангенса. Выход формирователя 3 квантующих импульсов подключен к счетному входу счетчика 5 импульсов и входу блока 12 управления, первый, второй и третий выходы которого соединены соответственно с управляющими входами блока 11 вычисления арктангенса, запоминающего блока 13 и арифметического блока 14. Первый, второй и третий входы запоминающего блока 13 соединены соответственно с выходом регистра 6, выходом блока 11 вычисления арктангенса и выходом арифметического блока 14, выход последнего является выходом измерителя. Входом измерителя является вход формирователя 4 импульсов.

Работает измеритель следующим образом.

В соответствии с априорно известным соотношением сигнал/шум на входе измерителя из сигнала высокостабильного генератора 1 опорной частоты с помощью синтезатора 2 частоты формируются квадратурные опорные сигналы синусный U₁ Asin _ot и косинусный U₂ Acos _ot (фиг.2 в,г). Сигналы U₁ и U₂ поступают на сигнальные входы соответственно блоков 7 и 8 выборки и хранения. На входы стробирования этих блоков поступает периодическая последовательность импульсов (фиг.2,б) с частотой , сформированная в формирователе 4 импульсов в моменты перехода напряжения входного сигнала U_вх (фиг.2,а) через нулевой уровень с положительной производной. В блоках 7 и 8 выборки и хранения, представляющих собой, например, конденсатор, который с помощью ключей отключается от цепей заряда и разряда, осуществляется запоминание мгновенных значений напряжений опорной частоты U₁ⁱ и U₂ⁱ квадратурных каналов. Аналого-цифровые преобразователи 9 и 10 преобразуют запомненные значения напряжений квадратурных сигналов опорной частоты в цифровые коды, которые подаются на соответствующие входы блока 11 вычисления арктангенса. Блок 11 вычисления арктангенса вычисляет значение фазы _iсигнала опорной частоты на момент прихода i-того импульса исследуемого сигнала на входы стробирования блоков 7 и 8 выборки и хранения в соответствии со следующим алгоритмом:

_i= arctg Одновременно импульсы исследуемого сигнала с выхода формирователя 4 импульсов поступают на вход синхронизации регистра 6, в котором фиксируется код l_i с выхода счетчика 5 импульсов. Счетчик 5 импульсов осуществляет подсчет квантующих импульсов опорной частоты (фиг.2,д), сформированных из сигнала U₃ перестраиваемого синтезатора частоты формирователем 3 квантующих импульсов. По окончании i-го импульса исследуемого сигнала, поступающего также на вход сброса счетчика 5, последний обнуляется и начинает счет с нулевого значения. Поэтому число l_i равно целому числу импульсов опорного сигнала частоты _о, сформированных в интервале времени Т_i между i-ым и (i-1)-ым импульсами исследуемого сигнала. Значения _i и l_i заносятся в запоминающий блок 13. Арифметический блок 14 вычисляет разность каждых двух смежных вычисленных значений фазы _{1 i i-1} исследуемого сигнала. Формирователь 4 импульсов и формирователь 3 квантующих импульсов, а также счетчик 5 и регистр 6 могут быть выполнены любым известным образом [8] в качестве блоков 7 и 8 выборки и хранения могут быть использованы микросхемы ключей, например 564 КП1, с запоминающим конденсатором на выходе [6] Могут быть использованы микросхемы АЦП, содержащие устройства выборки и хранения, например 1107ПВ1, 1107ПВ2 и т.п. [7] Арифметический 14 и запоминающий 13 блоки могут быть реализованы, например, на микросхемах 580ВМ80 и 537РУ10. Блок 12 управления представляет собой распределитель импульсов, созданный на основе, например, сдвигового регистра, счетчика или делителя, реализованных на микросхемах серии 533, 530 и т.п. Синтезатор частоты представляет собой перестраиваемый синтезатор и может быть выполнен, например, как показано в [9] Значение фазы _i опорного сигнала в момент времени t_iстробиpования равно

_{i o}t_i.

Поскольку моменты времени t_i, в которые берутся отсчеты фазы _i, определяются моментами перехода входного исследуемого сигнала U_вх Asin(_t + _o) через нулевой уровень с положительной производной, то

t_i + _o 2 _i и, следовательно,

t_i (2 _{i - o})/. Следовательно, в отсутствии фазовых шумов

_{i o}(2 _{i o})/

_i= _i-_i-1= 2

_i (_{i i-1)} (_i-1- _i-2) 0 Найдем погрешность оценки фазы _i в заявляемом устройстве. Эта погрешность обусловлена аддитивными шумами U_ш(t) во входном исследуемом сигнале и шумом квантования. Аддитивный шум U_ш(t) приводит к смещению t_ш момента перехода через нулевой уровень входного сигнала

t t_i+t_ш= + t_ш

+ t + _ot_ш= _i+_ot_ш Значение для t_ш можно найти из уравнения

Asin t_ш U_ш(t)

sin t_ш U_ш(t)/А При малых отношениях U_ш(t)/А

t_ш U_ш(t)/А

t_ш U_ш(t)/А Следовательно,

_{ш о}U_ш(t)/А . Дисперсия "шумовой" погрешности выразится

²(_ш) _о² N_o/A^{2 2} K²/q, где N_o мощность аддитивного шума;

К² _о²/²;

q A²/N_o отношение сигнал/шум. Выразим далее погрешность от квантования. В предлагаемом измерителе импульсы исследуемого сигнала осуществляют стробирование напряжения опорного сигнала в двух квадратурных каналах с последующим преобразованием простробированных напряжений в цифровой двоичной код в аналого-цифровых преобразователях 8 и 9. Следовательно, момент t_iперехода исследуемого сигнала через нулевой уровень определяется с дискретом , равным

_о Т_o/2ⁿ⁺¹ (12) где n разрядность аналого-цифровых преобразователей. Отсюда следует, что измеренное значение фазы _изм исследуемого сигнала будет

_изм (t_i + _i), где _i погрешность определения момента времени t_i из-за дискpетизации. Погрешность измерения фазы выразится

_{к изм} (t_i + _i) t_{i i}. Соответственно для дисперсии имеем

²(_к) ²²(_i) Считая плотность распределения величины _i равномерной на интервале Т_ои используя выражение (12), получим

²(_к) ²²_o/12 ²T²_o/122ⁿ⁺¹= При статистической независимости случайных погрешностей _ш и _кдисперсию суммарной погрешности можно выразить в виде

^{2 2}(_ш)+²(_к) K²/q+



(13) Выражение (13) показывает, что дисперсия ² зависит от К .Поэтому найдем значение К_о, минимизирующее дисперсию ². Продифференцировав (13) по К и приравнивая производную нулю, получим

K_o= В этом случае значение дисперсии ошибки будет

= (14) Сравним (14) и (9)

+ (15) Выражение (15) показывает, что, выбрав соответствующим образом разрядность n аналого-цифрового преобразователя, можно получить существенный выигрыш в точности измерения. Например, при q 4, выбирая n 19, получим

100 Следовательно, заявляемое устройство, будучи примененным в системе фазовой синхронизации СРНС, позволит достичь требуемую точность оценки фазы (относительная дисперсия погрешности измерения фазы 10^-5-10^-16). При этом время измерения всего 70 с, что в сто раз меньше по сравнению с известным измерителем.

Помимо радионавигационных систем предлагаемое устройство может с успехом использоваться в аппаратуре контроля частоты (фазы) источников сигналов стабильной частоты, например, квантовых стандартов частоты. В данном случае использование предлагаемого устройства позволяет достичь высокой разрешающей способности без использования специальных приборов-компараторов частот, которые благодаря своей узкополосности искажают спектральную структуру входного сигнала, внося дополнительную погрешность измерения.