цифровой способ оптимального приема линейно-частотно- модулированных импульсов

Формула изобретения

1. ЦИФРОВОЙ СПОСОБ ОПТИМАЛЬНОГО ПРИЕМА ЛИНЕЙНО-ЧАСТОТНО-МОДУЛИРОВАННЫХ ИМПУЛЬСОВ, заключающийся в том, что принятый сигнал с неизвестной начальной фазой и произвольной формой огибающей усиливают, осуществляют аналого-цифровое преобразование (АЦП), формируя в пределах длительности радиоимпульсов N отсчетов напряжений сигнала, запоминают последовательность N дискретных отсчетов напряжений сигнала, осуществляют скользящее весовое суммирование N дискретных отсчетов напряжений сигнала, сравнивают последовательность значений суммы выборок напряжений сигнала и определяют максимальное значение, которое сравнивают с порогом, отличающийся тем, что скользящее весовое суммирование дискретных отсчетов напряжений сигнала осуществляют в одном канале в соответствии с выражением

F(S₁)=D²₁f₁+D²₂f₂-D₁D₂f_s,





P_s=_ot(S-S₁)+t²(S-S₁)²;









S₁ номер первого из отсчетов напряжений сигнала, задействованный в текущем положении "скользящего окна";

N длительность ЛЧМ-импульса в отсчетах аналого-цифрового преобразования;

U(S) значение напряжения сигнала в S-й момент времени;

K(S) нормированная функция огибающей ЛЧМ-импульса;

_o известная номинальная частота заполнения радиоимпульса в предположении, что доплеровское смещение частоты отсутствует;

t период дискретизации АЦП;

коэффициент девиации частоты.

2. Способ по п.1, отличающийся тем, что при приеме сигнала с неизвестной начальной фазой и прямоугольной формой огибающей операцию скользящего весового суммирования дискретных отсчетов напряжений сигнала выполняют в одном канале в соответствии с выражением

F(S₁)=D²₁f₁+D²₂f₂-D₁D₂f_s,

Описание изобретения к патенту

Изобретение относится к области радиолокации и связи и может быть использовано в импульсных РЛС для измерения дальности целей, а также в связных приемниках, применяющих частотно-модулированный сигнал.

Известны различные способы согласованной фильтрации ЛЧМ-импульсов в аналоговом виде [1, 2]

Они позволяют осуществлять оптимальный прием ЛЧМ-сигналов. Однако, как справедливо отмечено в [2, с.100] "трудности, связанные с построением дисперсионной линии задержки, особенно для фильтрации реализаций большой длительности при наличии шумов с высокой интенсивностью, ограничивают возможности аналогового метода".

Цифровая обработка информации, как известно, обладает рядом преимуществ перед аналоговой [2, с. 9] в частности высокой точностью обработки, стабильностью характеристик, возможностью запоминания и задержки на неограниченное время больших массивов информации и т.д.

Что касается цифровых способов оптимального приема ЛЧМ-импульсов с неизвестной начальной фазой, то здесь, как и в аналоговых системах, можно выделить два основных подхода.

К первому относятся те способы приема, в которых для устранения влияния неизвестной начальной фазы используют два идентичных канала согласованной обработки на радиочастоте, опорные напряжения в которых сдвинуты по фазе на 90^о.

Такой прием позволяет получить выходной сигнал, напряжение которого не зависит от начальной фазы принятого радиоимпульса.

Очевидным недостатком такого способа является усложнение аппаратурной реализации по сравнению со случаем приема сигнала с полностью известной фазой (два канала вместо одного).

Кроме того, технически сложно достичь полной идентичности квадратурных каналов, что приводит в реальных условиях к неизбежным потерям в отношении сигнал/шум.

Поэтому вполне естественным было бы стремление сохранить одноканальную схему приема, имеющую место при известной начальной фазе сигнала, и для случая ЛЧМ-импульса, начальная фаза которого неизвестна.

Такой вариант обработки существует. Суть его сводится к тому, что для устранения случайности выбора выходного напряжения, вызванной незнанием начальной фазы, сигнал после согласованной фильтрации подвергают детектированию в амплитудном детекторе и в дальнейшем оперируют огибающей сжатого радиоимпульса.

Однако при ближайшем рассмотрении оказывается, что отказ от высокочастотного заполнения радиоимпульса не позволяет достичь потенциальной точности измерения времени задержки сигнала и ограничивает ее величиной, пропорциональной ширине спектра ЛЧМ-импульса. Между тем, как известно, переход к измерению времени задержки на радиочастоте приводит к тому, что точность определения этого параметра зависит и от номинала частоты, что значительно повышает точность оценивания [2]

² , (1) где Е энергия сигнала,

N_o спектральная плотность шума,

_o радиочастота,

_эф эффективная ширина спектра сигнала.

Наиболее близким по технической сущности к заявленному изобретению является способ оптимального приема ЛЧМ-сигнала [2] заключающийся в том, что принятый сигнал усиливают, осуществляют его аналого-цифровое преобразование, запоминают последовательность дискретных отсчетов сигнала, осуществляют скользящее весовое суммирование дискретных отсчетов сигнала, сравнивают последовательность значений суммы выборок и определяют максимальные значения, которые сопоставляют с порогом.

Способ-прототип исключает влияние неизвестной начальной фазы путем использования двухканальной обработки. Недостатками его, как отмечалось, являются сложность аппаратурной реализации, чувствительность результатов приема к неидентичности характеристик квадратурных каналов, к погрешностям доворота фазы опорного напряжения на 90^о.

Сущность изобретения заключается в том, что оптимальный прием ЛЧМ-сигнала с неизвестной начальной фазой осуществляется в одном приемном канале, причем операцию скользящего весового суммирования дискретных отсчетов напряжений сигнала выполняют в соответствии с выражением:

F(S₁)=D₁²f₁+D₂² f₂-D₁D₂f₃, (2) где D₁= U(S)K(S-S₁)cosp_s;

D₂= U(S)K(S-S₁)sinp_s;

P_s=_o t(S-S₁)+ t²(S-S₁)²;

f₁=K²(S)sin²p

f₂=K²(S)cos²p

f₃=K²(S)sin2p

P_so=_otS+t²S²;

S₁ номер первого из отсчетов напряжений сигнала, задействованный в текущем положении "скользящего окна";

N длительность ЛЧМ-импульса в отсчетах АЦП;

U(S) значение напряжения сигнала в s-й момент времени.

K(S) нормированная функция огибающей ЛЧМ-импульса;

_o известная номинальная частота заполнения радиоимпульса в предположении, что доплеровское смещение частоты отсутствует;

t период дискретизации АЦП;

- коэффициент девиации частоты.

В случае прямоугольной огибающей K(S)1, и в выражении (2) имеем:

D₁= U(S)cosp_s

D₂= U(S)sinp_s

f₁=sin²p (3)

f₂=cos²p

f₃=sin2p

Очевидно, что коэффициенты f₁, f₂, f₃ являются константами и их рассчитывают заранее.

Отметим, что соотношение (2) получено путем минимизации функционала

F(S₁){U₂-K(S-S₁)acos(p_s+}² (4)

При этом в результате решения системы уравнений

где a^c= acos, a^s= asin (5) были предварительно определены оценки амплитудных составляющих и , которые затем были подставлены в исходный функционал.

В дальнейших преобразованиях участвовала только корреляционная сумма

(S₁) U_sK(S-S₁)acos(p_s-)

(6)

U_sK(S-S₁)[cosp_s-sinp_s]

В качестве варианта практической реализации заявляемого способа может быть рассмотрен пример его экспериментального моделирования на ЭВМ, которое было проведено как без учета шумов, так и с шумами.

На чертеже кривая 1 показывает результаты математического моделирования предлагаемого способа согласованной обработки для различных коэффициентов девиации частоты при длительности прямоугольного ЛЧМ-импульса N, равной 128 отсчетам АЦП, и соблюдении условия

_ot=/2.

Кривая 2 для сравнения отражает результаты заявляемого способа обработки простого радиоимпульса прямоугольной формы. При этом величина в выражении

P_s= _o t(S-S₁)+t²(S-S₁)² была задана равной нулю, и по-прежнему предполагалось, что N 128.

Техническая реализация подобных устройств возможна на основе регистра сдвига, регистров или ПЗУ, обеспечивающих хранение весовых коэффициентов, умножителей, параллельного многовходового сумматора и цифрового компаратора.