преобразователь угла поворота вала в напряжение

Формула изобретения

ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ УГЛА ПОВОРОТА ВАЛА В НАПРЯЖЕНИЕ, содержащий сельсин-датчик, обмотка возбуждения которого соединена с источником переменного напряжения, и блок преобразования интервалов фазового несоответствия в напряжение, содержащий компаратор знака, выход которого соединен с выделителем импульсного фронта, RS-триггер и источник опорного напряжения, отличающийся тем, что в него введен блок детектирования фаз, содержащий симметричный делитель, компаратор, трехфазный синхронный детектор и блок операционных инверторов, блок преобразования фазовых потенциалов в модуль зависимой фазы повышенной частоты, содержащий коммутатор, генератор импульсов повышенной частоты, счетчик, дешифратор, переключатель выходов дешифратора, формирователь импульсов и резонансный контур, а в блок преобразования интервалов фазового несоответствия в напряжение введена схема регулируемой задержки, переключатель реверса, ключ и операционный усреднитель в виде последовательно соединенных интегратора и активного фильтра, причем источник переменного напряжения соединен с входом симметричного делителя, выход трехфазного сигнала сельсина-датчика - с входом трехфазного детектора, выходы симметричного делителя связаны с взаимоинверсными входами компаратора, выход которого соединен с входом управления трехфазного синхронного детектора, выходы фаз которого соединены с входами фаз блока операционных инверторов и с входами основных фаз коммутатора, выходы блока операционных инверторов связаны с входами дополнительных фаз коммутатора, генератор импульсов повышенной частоты соединен со счетным входом счетчика, выходы которого связаны с входами дешифратора, выходы дешифратора соединены с соответствующими входами управления коммутатора и входами переключателя выходов дешифратора, шестой выход дешифратора через формирователь импульсов связан с входом установки в нулевое положение счетчика, выход коммутатора через резонансный контур, компаратор знака и выделитель импульсного фронта связан с первым установочным входом RS-триггера, второй установочный вход которого через схему регулируемой задержки связан с выходом переключателя выходов дешифратора, выходы RS-триггера через переключатель реверса подключены к входу управления ключа, источник опорного напряжения соединен с потенциальным входом ключа и входом опорного напряжения схемы регулируемой задержки, выход ключа через операционный усреднитель соединен с основным выходом преобразователя, а дополнительный выход преобразователя соединен с выходом переключателя реверса.

Описание изобретения к патенту

Изобретение относится к системам автоматического сброса данных, в которых оно может найти преимущественное применение в качестве преобразователя угла поворота вала в напряжение, используемого для ввода информации о перемещениях органов автоматики, например управления ядерных реакторов, контролируемых при помощи сельсина-датчика, в системы.

Известен сельсинный преобразователь [1] содержащий схемы преобразования трехфазного сигнала в двухфазный сигнал, преобразования двухфазного сигнала в сигнал модуль зависимой фазы, формирователи зависимой и опорной фаз, преобразователь фазового несоответствия в постоянное напряжение, пропорциональное угловому положению вала сельсина-датчика, включающий схему компенсации произвольной установки сельсина-датчика.

Этот преобразователь включает погрешности перехода от трех фаз к двум, погрешности преобразования двух фаз в модуль и значительные погрешности от искажений формы сигналов и от изменения частоты питания сельсина, что затрудняет его использование при высоких требованиях к точности.

Известны также преобразователи угла в код использованием синусно-косинусных вращающихся трансформаторов (СКВТ), которые являются весьма отдаленными аналогами [2] Такие преобразователи включают СКВТ, линейные делители, дифференциальный переключатель, усилитель, фазовый детектор, генератор, устройства суммирования и регистр сдвига с элементами управления занесением.

Эти преобразователи не совместимы с распространенными сельсинами-датчиками и не выдают информацию в виде сигнала-аналога.

Ближайшим к изобретению является преобразователь [3] содержащий сельсин-датчик, модуляторы фаз, устройства фильтрации с детектированием, фазосдвигающую цепь, сумматор, формирователь зависимой фазы, формирователь опорной фазы, устройство регулируемой задержки, переключатель опорной фазы, схему преобразования интервалов фазового несоответствия в напряжение, схему для преобразования трехфазного сигнала в сигнал зависимой фазы, генераторы гармонического и пилоообразного напряжений, источник переменного напряжения, компараторы и другие элементы.

Общими признаками известного и предлагаемого преобразователей являются наличие сельсина-датчика, имеющего выход трехфазного сигнала, питаемого от однофазной сети переменного напряжения, валом кинематически связанного с объектом контролируемого положения, схемы для преобразования трехфазного сигнала в сигнал зависимой фазы, двух формирователей прямоугольных импульсов и схемы преобразования интервалов фазового несоответствия в напряжение, содержащей формирователь прямоугольных импульсов, триггер с элементами выделения импульсных фронтов, переключатель реверса, источник опорного напряжения, ключ и операционный усреднитель.

Недостатками преобразователя являются значительная погрешность преобразования трехфазного сигнала в двухфазный, двухфазного сигнала в сигнал зависимой фазы в условиях искажений сигнала датчиком, а также зависимость результата от частоты питания датчика и ограниченное быстродействие, которые ограничивают область его применения. Значительные погрешности преобразования трехфазного сигнала в двухфазный обусловлены невозможностью получения 90-градусного сдвига фазы интегрирующей RС-цепью, так как при этом выходной сигнал должен быть равен нулю. Погрешность сдвига фаз в двухфазном сигнале приводит к дополнительной погрешности фазы получаемого сигнала модуля. Зависимость результата от частоты питания сельсина обусловлена изменением коэффициента передачи действительной и квадратурной составляющей от частоты, что приводит к дополнительной погрешности и невозможности использования одного преобразователя при различной частоте питания датчика. При высоких требованиях к точности выходной сигнал не должен содержать пульсации с частотой сети. Это возможно обеспечить большой инерционностью усреднителя. Инерционность приводит к погрешности для быстрых изменений угла поворота вала сельсина-датчика. Указанные недостатки ограничивают область применения прототипа.

Техническим результатом от использования изобретения является расширение области применения путем повышения точности, быстродействия преобразования и обеспечения частотной независимости.

Возможность достижения такого результата обеспечивается тем, что в преобразователь угла поворота вала в напряжение, содержащий сельсин-датчик, обмотка возбуждения которого соединена с источником переменного напряжения, и блок преобразования интервалов фазового несоответствия в напряжение, содержащий компаратор знака, выход которого соединен с выделителем импульсного фронта, RS-триггер и источник опорного напряжения, введен блок детектирования фаз, содержащий симметричный делитель, компаратор, трехфазный синхронный детектор и блок операционных инверторов, блок преобразования фазовых потенциалов в модуль зависимой фазы повышенной частоты, содержащий коммутатор, генератор импульсов повышенной частоты, счетчик, дешифратор, переключатель выходов дешифратора, формирователь импульсов и резонансный контур, а в блок преобразования интервалов фазового несоответствия в напряжение введена схема регулируемой задержки, переключатель реверса, ключ и операционный усреднитель в виде последовательно соединенных интегратора и активного фильтра, причем источник переменного напряжения соединен с входом симметричного делителя, выход трехфазного сигнала сельсина-датчика соединен с входом трехфазного синхронного детектора, выходы симметричного делителя связаны с взаимоинверсными входами компаратора, выход которого соединен с входом управления трехфазного синхронного детектора, выходы фаз которого соединены с входами фаз блока операционных инверторов и с входами основных фаз коммутатора, выходы блока операционных инверторов связаны с входами дополнительных фаз коммутатора, генератор импульсов повышенной частоты соединен со счетным входом счетчика, выходы которого связаны с входами дешифратора, выходы дешифратора соединены с соответствующими входами управления коммутатора и входами переключателя выходов дешифратора, шестой выход дешифратора через формирователь импульсов связан с входом установки в нулевое положение счетчика, выход коммутатора через резонансный контур, компаратор знака и выделитель импульсного фронта связан с первым установочным входом RS-триггера, второй установочный вход которого через схему регулируемой задержки связан с выходом переключателя выходов дешифратора, выходы RS-триггера через переключатель реверса подключены к входу управления ключа, источник опорного напряжения соединен с потенциальным входом ключа и входом опорного напряжения схемы регулируемой задержки, выход ключа через операционный усреднитель соединен с основным выходом преобразователя, а дополнительный выход преобразователя соединен с выходом переключателя реверса.

На фиг. 1 представлена схема преобразователя угла поворота вала в напряжение; на фиг. 2 схема трехфазного синхронного детектора; на фиг. 3 схема операционного вычитателя; на фиг. 4 схема перемножителя трехфазного синхронного детектора; на фиг. 5 схема регулируемой задержки; на фиг. 6 диаграммы, поясняющие работу трехфазного синхронного детектора; на фиг. 7 круговая диаграмма, где А, Б, В точки напряжений основных фаз, полученных по выходу трехфазного синхронного детектора; на фиг. 8 круговая диаграмма получения модуля зависимости фазы на частоте f; на фиг. 9 последовательная развертка интерполирования фазовых потенциалов.

Построение модуля зависимой фазы по шестифазному сигналу без сокращения числа фаз произведено с интегральным использованием информации шести фаз при помощи коммутационного преобразования в сигнал новой частоты с резонансным интерполированием межфазной разности потенциалов при помощи резонансного контура с использованием коммутатора и схемы управления выборкой фаз из генератора, счетчика и дешифратора. При этом получен сигнал более высокой частоты, например 2,5 кГц, при которой выполним резонансный контур с высокой добротностью, в котором возбужденные колебания интегрально вписываются в периодически повторяемые последовательности из шести фазовых потенциалов, когда модуль зависимой фазы получен независимым от частоты питания сельсина, формы колебаний, обеспечивается интерполирование отрезками гармонического колебания межфазной разности потенциалов, осреднение неидентичности фаз сельсина-датчика, что повышает точность преобразования.

Использование повышенной частоты сигнала модуля зависимой фазы с выполнением усреднителя схемы преобразователя интервалов фазового несоответствия в виде интегратора, обеспечивающего линейность, и последующего активного фильтра, например, второго порядка, обеспечивающего основную фильтрацию выходного сигнала, сокращает инерционность преобразователя, повышая его быстродействие.

В качестве опорной фазы используются выходы дешифратора с переключателем этих выходов, что обеспечивает работоспособность предлагаемого преобразователя, которая обеспечена также указанным выполнением схемы синхронного детектора фаз с увеличением их числа инвертированием основных фаз.

Выполнение схемы детектирования фаз с синхронным детектированием обоих полупериодов с использованием перемножителей в виде операционных усилителей, учитывающих знак опорного сигнала фазового детектирования, повышает точность учитываемых потенциалов фаз и обеспечивает более скорое преобразование, исключает неидентичность частотных свойств цепей в каналах отдельных фаз, обеспечивая независимость результата от частоты питания сельсина-датчика и совместимость преобразователя с датчиками, питаемыми различной частотой. Использование звездного делителя с операционными усилителями вычитания фаз (из предыдущей, последующей), исключает нарушение работы преобразователя при замыкании трехфазной обмотки в сельсине-датчике на землю.

В качестве преобразователя импульсов фазового несоответствия в напряжение использована схема, аналогичная ее выполнению в прототипе. При той же структуре в ней изменено время регулируемой задержки t₃, выполненной с регулировкой в пределах величины 0 t₃ T/6, где Т период более высокой частоты f, например, равной 2,5 кГц. Усреднитель выполнен в виде интегратора с активным фильтром по выходу с указанной доводкой, известная структура применена в предлагаемом устройстве, обеспечивая его работу с более высокой точностью за счет более плавной регулировки задержки и улучшения фильтрации с одновременным повышением быстродействия.

Выполнение схемы преобразования трехфазного сигнала в сигнал зависимой фазы в виде синхронного детектирования фаз, включающей симметричный делитель и компаратор в канале опорной фазы для синхронного детектора, подключенного к входу сети и входу управления синхронного детектора, трехфазный синхронный детектор, содержащий звездный делитель с элементами коррекции амплитуд фаз, операционные усилители вычитания фаз (из предыдущей, последующей), перемножители в виде операционных усилителей, учитывающие полярность опорного сигнала, и блок операционных инверторов для получения кроме основных трех промежуточных фаз исключают неидентичность частотных характеристик цепей в каналах соответствующих векторов, что, в свою очередь, исключает погрешность от искажения формы напряжения сельсином-датчиком и погрешности от нестабильности частоты сети за счет изменения амплитуд составляющих векторов. Кроме того, шесть составляющих векторов с коммутацией воспринимаются резонансным контуром интегрально, что уменьшает погрешность от неидеальности фаз датчика. При этом появляется новое качество преобразователь может быть совмещен с датчиками, питаемыми разными частотами.

Перечисленные схемные отличия приводят к достижению цели изобретения, снижая более чем на порядок погрешности, повышая на два и более порядка быстродействие, обеспечивая совмещение преобразователя с датчиками систем с разной частотой питания, повышенное быстродействие позволяет использовать преобразователь в многопозиционном режиме контроля, что расширяет возможности его применения.

В состав преобразователя угла поворота вала в напряжение входят сельсин-датчик 1, обмоткой возбуждения связанный с входом источника 2 переменного напряжения с частотой f₁, вал которого кинематически связан с объектом контролируемого положения, а трехфазный выход трехфазного сигнала с входом блока 3 детектирования фаз, связанным с сигнальным входом фаз трехфазного синхронного детектора 4. Блок 3 детектирования фаз однофазным входом связан с входом источника 2 переменного напряжения частоты f₁. Блок 3 детектирования фаз включает трехфазный синхронный детектор 4 с заземленной общей шиной, симметричный делитель 5, входом связанный с однофазным входом блока 3 детектирования фаз, а выходом через компаратор 6 с входом управления трехфазного синхронного детектора 4, выходы основных фаз которого связаны с входами основных фаз блока операционных инверторов 7. Коммутатор 8 сигнальными входами связан с выходами основных и дополнительных фаз схемы детектирования фаз, связанными с выходами его трехфазного синхронного детектора 4 и блока операционных инверторов 7, при этом номера входов коммутатора с первого по шестой соответствуют связанным с ними выходами основных и дополнительных фаз блока 3 детектирования фаз. Генератор 9 импульсов повышенной частоты f₂ связан со счетным входом счетчика 10, состоящего из трех триггеров. Выходы триггеров связаны с входом кода дешифратора 11, выходы которого, начиная с первого и кончая шестым, связаны соответственно с входами управления коммутатора 8 и входами переключателя 12 выходов дешифратора. Кроме того, шестой выход дешифратора 11 связан через формирователь 13 импульсов сброса счетчика в состояние "0" с входом установки в состояние "0" счетчика 10. Резонансный контур 14 настроен на частоту f и связан входом с выходом коммутатора 8 и выходом с первым входом блока 15 преобразования интервалов фазового несоответствия в напряжение, второй вход которого связан с выходом переключателя 12. Блок 15 преобразователя интервалов фазового несоответствия содержит компаратор 16 знака, через выделитель 17 импульсного фронта связанный с первым установочным входом RS-триггера 18. Второй вход блока 15 преобразования интервалов фазового несоответствия в напряжение связан через схему 19 регулируемой задержки с вторым установочным входом RS-триггера 18, выходы Q и -Q которого через переключатель 20 реверса связаны с входом управления ключа 21. Источник 22 опорного напряжения заземлен одной шиной, другой шиной через ключ 21 и операционный усреднитель 23 соединен с основным выходом 24 преобразователя. Дополнительный выход 25 преобразователя связан с выходом переключателя 20 реверса, общая шина операционного усреднителя 23 заземлена.

В схеме (фиг. 2) трехфазного синхронного детектора фазовые входы 26 соединены с входом звездного делителя 27, выходы фаз которого пофазно связаны с входами сложения и вычитания трех операционных вычитателей 28. Выходы последних соединены с входами потенциалов трех перемножителей 29, входы знака которых объединены и связаны с входом 30 управления знака трехфазного синхронного детектора. Выходы трех перемножителей 29 через сглаживающие фильтры 31 связаны с выходом трех фаз (ФВ).

В схеме (фиг. 3) операционного вычитателя 28 трехфазного синхронного детектора с входом плюс ("+") связан вход 32 уменьшаемого, а вход минус ("-") связан с входом 33 вычитаемого. Вход "+" связан через резистор с неинверсным входом операционного усилителя 34, который заземлен через резистор с таким же сопротивлением. Вход 33 вычитаемого связан через резистор с инверсным входом операционного усилителя 34, с тем же входом которого через резистор с таким же сопротивлением связан выход операционного усилителя 34 (он же выход 35 вычитателя).

На фиг. 4 перемножитель трехфазного синхронного детектора имеет потенциальный вход 36 синусоидального сигнала и вход 37 импульсного сигнала сомножителя, учитываемого по знаку. Потенциальный вход перемножителя связан через резистор с инверсным входом операционного усилителя 30, с тем же входом которого через другой резистор с таким же сопротивлением связан его выход. Вход сомножителя, учитываемого по знаку, связан с входом ключа 39 прямого управления и ключа 40 обращенного управления. Вход ключа 39 соединен с потенциальным входом 36 перемножителя, вход ключа 40 связан с корпусной шиной. Выходы обоих ключей соединены с неинверсным входом операционного усилителя 38, а выход операционного усилителя 38 связан с выходом 41 перемножителя.

На фиг. 5 вход 42 импульсов в устройстве регулируемой задержки через дифференцирующее звено 43 связан с входом управления ключа 44. Токозадающий элемент связан с накопителем 46. Канал ключа 44 подключен параллельно накопителю 46. Потенциометр 47 уставки подключен к одному входу компаратора 48, связанного вторым входом с накопителем 46. Выход компаратора 48 через выделитель 49 подвижного фронта связан с выходом 50 схемы регулируемой задержки. Вход 51 опорного напряжения через токозадающий элемент 45 связан с заземленным накопителем 46 и через резистор ограничения диапазона уставки с потенциометром 47 уставки, который заземлен вместе с выделителем 49 подвижного фронта импульсов.

Известная схема преобразователя интервалов фазового несоответствия в напряжение использована с выбором диапазона регулируемой задержки в пределах 0 t₃ T/6, где Т период новой повышенной частоты f, а операционный усреднитель выполнен в виде связанных последовательно интегратора, обеспечивающего линейность преобразования, и активного фильтра, например, второго порядка, обеспечивающего основную фильтрацию. Такое применение известной схемы повышает точность и быстродействие предлагаемого преобразователя. Дополнительный выход может использоваться, например, при групповом контроле с внешним цифровым измерителем интервалов, исключая инерционность операционного усреднителя.

Частота резонансного контура 14 определена через минимальный период, при котором нестабильность фронтов компараторов не приводит к недопустимой погрешности. Этот период определен в виде Т= t_ф / где t_ф нестабильность фронтов импульсов в компараторе; абсолютная относительная приведенная погрешность. При реальной нестабильности фронтов компараторов t_ф 0,1 мкс и погрешности 0,025 с, т.е. 2,5 10^-4,Т составляет 400 мкс.

По периоду Т найдена частота резонансного контура

f=1/T=2,5 кГц.

По этой частоте f и при шестифазном детектировании определена частота генератора 9 импульсов

f₂=nf=6 2,5 кГц=15 кГц.

Коэффициент подавления импульсов на основном выходе 24 преобразователя выбран равным 80 дБ. Такое подавление обеспечено выполнением операционного усреднителя в виде интегратора и последующего активного фильтра второго порядка, образующими совместно фильтр третьего порядка, и выбором его граничной частоты в виде f_грf/, где f частота резонансного контура; k коэффициент подавления импульсов соответственно 80 дБ равен 10⁴, когда граничная частота составляет 125 Гц.

Быстродействие повышено за счет увеличения частоты сигнала модуля в f/f₁ раз (в 50 раз), где f₁ частота сети, при которой требуется меньшая постоянная времени в операционном усреднителе, а также повышением порядка фильтрации при указанном выполнении операционного усреднителя.

Преобразователь угла поворота вала в напряжение работает следующим образом.

Сельсин-датчик 1, запитанный на обмотке возбуждения от источника 2 переменного напряжения напряжением U=A sin t, где циклическая частота; t время; А амплитудный коэффициент, выдает соответственно положению обмоток фаз в магнитном потоке напряжения

U₁=A₁ sin sin t;

U₂=A₁ sin ( +120^o) sin t;

U₃=A₁ sin ( +240^o) sin t.

На выходах блока 3 детектирования фаз получают шестифазный сигнал со сдвигом фазы по углу поворота сельсина-датчика ₁=60^о. Детектирование выполнено на основе синхронного детектирования, учитывающего знак синуса, соответственно фазам, а промежуточные фазы получены инвертированием сигналов, поэтому на выходах блока 3 детектирования фаз сигналы в виде постоянных потенциалов имеют вид

U₄=A₂ sin

U₅=A₂ sin ( +60^o);

U₆=A₂ sin ( +120^o);

U₇A₂ sin ( +180^o);

U₈=A₂ sin ( +240^o);

U₉=A₂ sin ( +300^o).

Рассмотрен случай, когда _o0 совпадает со шкалой отсчета сельсина-датчика. Эти потенциалы имеют и знаки синуса. Они по порядку подаются на входы коммутатора 8: напряжение U₄ подано на первый вход, U₅ на второй вход и т.д.

Импульсы (фиг. 8а) генератора 9 импульсов подаются непрерывно на счетный вход счетчика 10, выполненного на трех триггерах. Счетчик 10 (фиг. 8б) изменяет свое состояние на шесть поступивших импульсов, после шестого устанавливается в состояние "0", и этот счет периодически повторяется. Код счетчика 10 подается на кодовый вход дешифратора 11, который при состоянии счетчика "0" выдает (фиг. 8в) импульс на первый вход управления коммутатора 8, разрешая прохождение на его выход первого фазового потенциала (фиг. 8м, ступенчатая функция). При состоянии счетчика "1" дешифратором 11 выдается разрешающий импульс на его втором выходе, который (фиг. 8г) подается на второй вход управления коммутатора 8, разрешая прохождение на его выход потенциала второй фазы (смешанной на 60^о относительно первой). Далее аналогично передаются потенциалы остальных четырех фаз, изменяемые при поступлении импульсов генератора 9. В результате развертка фаз в виде ступенчатой функции (фиг. 8м) выполняется на каждую шестерку импульсов генератора 9 импульсов. На задний фронт импульса на шестом выходе дешифратора 11 формирователем 13 импульсов сброса формируется кратковременный импульс, устанавливающий счетчик 10 в состояние "0", после чего счет повторяется: седьмой импульс переводит счетчик 10 в состояние "1", восьмой в состояние "2" и т.д. Таким образом, шестерки фаз периодически развертываются во времени с частотой циклов f=f₂/n, где f₂ частота генератора импульсов; n число фаз. При помощи резонансного контура 14 ступенчатая фазовая функция (фиг. 8м) по выходу коммутатора преобразуется в гармонический сигнал с частотой f. Эта частота выбрана такой, чтобы ее период был во много раз большим, чем длительность фронтов импульсов, получаемых в компараторах блока 15 преобразования интервалов фазового несоответствия в напряжение. Значение этой частоты может быть рассчитано в виде f 1 / M t_ф, где М число дискретных уровней представления результата, например, внешним аналого-цифровым преобразователем или соответствующая величина, определенная требуемым разрешением по выходу предлагаемого преобразователя; t_ф суммарное время импульсных фронтов. Полагая, что t_ф= 0,1 мкс при М=4000 (реальное разрешение в цифровых измерителях) f выбрано, например, равной 2,5 кГц, частота f₂ генератора 9 импульсов выбрана nf=15 кГц, где n число выводимых фаз. Для указанной частоты f= 2,5 кГц выполнение резонансного контура 14, обеспечивающего хорошее подавление частоты генератора 9 импульсов и малые искажения гармонического вида колебаний, больших сложностей не вызывает. Такой контур выполнен с индуктивностью, намотанной на ферритовом кольце с высокой проницаемостью, например, M-2000 размерами (8-17)Х5, 300 витков провод, например, ПЭВ 1 0,12 мм, индуктивность 0,14 Гц. емкость 0,028 Ф. Связь контура с выходом коммутатора для лучшей фильтрации сигнала-модуля выполнена через Г-образную интегрирующую цепочку RCR с постоянной времени , например, равной периоду генератора 9 импульсов.

При помощи резонансного контура 14 выполняется гармоническое интерполирование потенциалов смежных фаз. Так как колебания контура интегрально устанавливаются за несколько циклов фазовой развертки, то потенциалы фаз воспринимаются контуром с исправлением неидентичности фаз датчика и гармоническое интерполирование смежных фазовых уровней (фиг. 9) обеспечивает наиболее точное преобразование угла во временное смещение импульсов t, формируемых на уровне нуля компаратором из гармонических колебаний модуля зависимой фазы с частотой 2,5 кГц.

Фаза полученного модуля зависимой фазы определена положением датчика 1. Ее изменение при повороте вала датчика на некоторый угол обнаруживается по отношению к сигналам опроса коммутатора 8, смещенным по времени. Дискретность смещения соответствует фазовому сдвигу 60^о. При положении сельсина, принятом за ноль отсчета ( _o=0) при помощи переключателя 12 выходов дешифратора ступенчато через 60^о в пределах 360^о, компенсируется расхождение момента прохождения сигнала модуля через ноль (при одном знаке производной) и одного из фронтов импульсов, выбранных переключателем 12 выходов дешифратора, а плавная компенсация от 0 до 60^о выполняется схемой 19 регулируемой задержки. При этом импульсы, поступившие через компаратор 16 и выделитель 17 импульсного фронта на один вход триггера 18, не отличаются по времени от импульсов, поступающих на второй вход триггера 18 с выхода схемы 19 регулируемой задержки. Длительность импульса на выходе триггера t_n=0, а при 0 будет в пределах одного оборота линейно и однозначно характеризующего угол поворота датчика. С выхода триггера 18 импульсы с амплитудой опорного источника 22 и длительностью, равной длительности импульсов триггера, через ключ 21 поступают на операционный усреднитель 23, который выдает среднее значение длительности импульса за период частоты модуля зависимой фазы в виде постоянного напряжения (U=K ) нужного диапазона, например 0-10 В, соответствующего углу поворота датчика. Сменой положения переключателя 20 реверса получается обратное преобразование с использованием инверсного (второго) выхода триггера 18.

Схема синхронного детектирования фаз работает следующим образом. Симметричный делитель 5 понижает напряжение сети (фиг. 6г) до величины допустимых напряжений на входах компаратора 6, например до 5 В. Компаратор 6 сравнивает дифференциальным входом потенциалы на выходе симметричного делителя, выдавая прямоугольный сигнал (фиг. 6д) на вход управления трехфазного синхронного детектора 4. На его трехфазный вход поданы сигналы фаз сельсина-датчика 1(фиг. 6а-в). Эти сигналы уменьшаются до величины безопасного для микросхем напряжения, до 5 В звездным делителем 27, после чего сигналы фаз с выхода звездного делителя подаются на вычитатели. Вычитатели исключают нарушение работы преобразователя при пробое изоляции в трехфазной обмотке датчика. С выхода вычитателей на входы умножителей (на вторые входы) поступает сигнал, учитываемый по знаку, который изменяет полярность сигнала по выходу, переводя умножители из режима операционного повторителя в режим точного инвертора в зависимости от знака управляющего сигнала, когда на выходе умножителей будет выпрямленный сигнал вида (фиг. 6е), который сглаживается, фильтруется фильтром низкой частоты в каждой фазе. Как показано стрелками на фиг. 7, инверсией основных фаз А, Б, В могут быть получены дополнительные промежуточные фазы (штрихи Г, Д, Е), что выполняется блоком 7 операционных инверторов.

Предложенный преобразователь при совмещении с сельсином-датчиком не требует конкретных подключений выводов трехфазной обмотки, не важна и фаза питающей сети, порядок их подключения может быть произвольным, так как от порядка подключения зависит постоянное смещение по углу и направление отсчета, которые в преобразователе приводятся к нужным величинам переключателем 20 реверса, переключателем 12 выходов дешифратора и схемой 19 регулируемой задержки. Начальная установка датчика также не важна, так как совмещение исключает константу произвольной уставки сельсина при помощи переключателей 12 выходов дешифратора и схемы 19 регулируемой задержки. Совмещение преобразователя с датчиком может выполняться при _o=0, при _o360^о- , где малая величина, менее 0,03^о, а также в любой точке диапазона. В этом случае необходимо задать сельсином, установить переключателем 20 реверса нужное направление отсчета и по известному положению сельсина-датчика 1, отсчитанному по его шкале, рассчитывается значение выходного напряжения U ( ), которое устанавливается грубо при помощи переключателя 12 выходов дешифратора 11 и плавно уставкой схемы 19 регулируемой задержки. Преобразователь также совместим с синхронно следящими сельсинными передачами и может быть использован для контроля перемещения приведенного к углу поворота сельсина-датчика, например, для контроля положения стержней управления ядерных реакторов, в системах автослежения автоматического наведения, где требуется высокая точность, высокое быстродействие, высокое разрешение, обеспечиваемые предлагаемым преобразователем. При контроле положения стержней управления ядерного реактора их положение определяется по выходному напряжению преобразователя в виде уравнения U_вых( )= kh, где k новый коэффициент, учитывающий передаточный коэффициент сопрягающей кинематики; h высота. В изобретении не только устранены погрешности перехода от трех фаз к двум и от двух фаз к модулю зависимой фазы и погрешностей, связанных с искажением формы сигнала сельсином-датчиком, неидентичностью частотных характеристик цепей составляющих векторов, когда результирующий вектор модуль зависимой фазы получается от сигналов, имеющих значительные отклонения от гармонического вида, и от зависимости составляющих векторов от частоты, но и существенно сокращены погрешности от неидентичности фаз датчика, что при использовании датчиков невысокого класса точности сокращает погрешности на порядок и более по сравнению с прототипом. Преобразователь также совместим с сельсинами высокого класса точности, например с погрешностями 2^I 30^II для которых нужен хороший преобразователь, имеющий малые погрешности. Преобразователь может использоваться с датчиками, питаемыми разной частотой переменного напряжения, например 50, 60, 400, 800 Гц, так как он к частоте нейтрален, и разные амплитудные значения напряжений питания датчика тоже существенного влияния на работу преобразователя не оказывают так как схема синхронного детектирования фаз точна и детектирование выполняется устройствами умножения (на знак), реализуемыми на операционных усилителях. Преобразователь не только не критичен к искажениям гармонической формы, но более того может работать и с прямоугольным питающим напряжением, например на ядерном реакторе, когда в аварийном режиме для питания приборов используется аварийное прямоугольное напряжение, отличное по величине от напряжения сети (например, больше в 1,4 раза) и другой частоты (например 60 Гц). При этом быстродействие может быть даже повышено, так как синхронное детектирование дает практически постоянный сигнал, не требуя инерционных фильтров, когда преобразователь способен передать информацию на выход с частотами, существенно превышающими частоту питающей сети.

Таким образом, преобразователь по сравнению с известным обладает рядом преимуществ, таких как повышение точности, быстродействия, работа с датчиками, питаемыми напряжением разной частоты, амплитуды и формы колебаний, что расширяет область его применения, т.е. приводит к достижению более высокого технического результата.

Изобретение способно обеспечить измерения с погрешностью около 0,1% что значительно лучше (2,5% базового объекта и 1% прототипа) с использованием сельсинов БД404А при использовании разработанных сельсинов с погрешностью 2" 30"" Погрешность предложенного устройства может составлять около 0,012% (от оборота). Быстродействие при использовании более высокой частоты, чем частота сети (50 Гц), например 2,5 кГц, определено передачей информации на выход с частотой около 100 Гц. Сигнал постоянного тока на выходе при большом числе контролируемых каналов воспринимается коммутационными системами с АЦП преобразованием с малой затратой времени, например 100-200 мкс, на вывод результата каждого контролируемого органа, когда больших динамических погрешностей не вносится. Разрешение по выходу может быть получено около 10000 дискретных уровней, что весьма важно при диагностических измерениях на работающих реакторах с локализацией элемента аварийности в активной зоне путем малых перемещений органов управления, возможных на работающем реакторе. При массовом использовании возможна значительная экономия от сокращения трудозатрат и материалов на изготовление, сокращения работ по техническому обслуживанию, более простому, чем для блока ВПС, сокращения расходов на ремонтные работы, а также значительная эффективность устройства по его использованию за счет более высоких технических характеристик и расширенной области применения.