сумматор мощности

Формула изобретения

Сумматор мощности, содержащий два двухзатворных полевых транзистора, включенных по схеме с общим истоком, первые затворы которых являются сигнальными входами сумматора мощности, вторые затворы являются входами для подачи сигналов управления, отличающийся тем, что стоки двухзатворных полевых транзисторов соединены и являются выходом сумматора мощности, а также введен отрезок линии передачи длиной, равной одной восьмой длины волны середины рабочего диапазона, с волновым сопротивлением, равным мнимой части выходного импеданса устройства.

Описание изобретения к патенту

Изобретение относится к СВЧ-технике и может быть использовано в диаграммо-образующих схемах многолучевых антенных комплексов.

Известен сумматор мощности (Каганова В.И. Транзисторные радиопередатчики. М. Энергия, 1970, с. 247, рис. 6-22), в котором используется последовательное соединение транзисторных усилителей в соответствующем канале суммирования. Схема сложна, имеет высокий уровень интермодуляционных искажений

составляющих спектра третьего порядка: 2₁-₂ или 2₂-₁, где ₁, ₂ частоты сигналов, попадающих в полосу устройства.

Наиболее близким по технической сущности к заявляемому устройству является сумматор мощности, включенный в активный фазовращатель (JamesL Vor-Raus, Robert. Monolitibic Dual-Gate GaAs FET Digital Phase Shifter, IEEE Trans. on Elect. devices, vol. ED-29, N 7, July 1982, p. 1079, Fig. 2), состоящий из двух двухзатворных полевых транзисторов, истоки которых соединены с корпусом, стоки соединены друг с другом через трехдецибельный сумматор, вторые затворы подключаются к соответствующим цепям управления, первые затворы связаны друг с другом через трехдецибельный делитель. При подаче на вход трехдецибельного делителя сигнала мощность сигнала делится пополам и синфазно подается на входы сумматора мощности на первые затворы транзисторов; при наличии соответствующих усилению напряжений управления на вторых затворах сигналы усиливаются и суммируются на выходе устройства. Эта схема также сложна и имеет высокий уровень интермодуляционных искажений.

Цель предлагаемого изобретения упрощение устройства и уменьшение уровня интермодуляционных искажений.

Поставленная цель достигается тем, что к точке подключения стоков к выходу присоединен отрезок линии длиной, пpимерно равной 1/8 длины волны сигнала с волновым сопротивлением, равным мнимой части выходного импеданса устройства.

Структурная схема заявляемого устройства сумматора мощности приведена на чертеже.

Сумматор мощности содержит полупроводниковую (арсенидогаллиевую) подложку 1, на которой сформирована структура двух двухзатворных полевых транзисторов 2,3, истоки которых замкнуты на корпус, первые затворы подключены к входным линиям 4,5 каналов суммирования сигналов, вторые затворы подключены к линиям 6,7 цепей управления, которые через элементы развязывающих фильтров 8,9 связаны с источниками управляющего напряжения U_упр1, U_упр2. Стоки транзисторов 2,3 соединены непосредственно на подложке и подключены и к линии 10, связанной с нагрузкой, и к отрезку линии 11 длиной, примерно равной 1/8 длины волны сигнала, и к волновым сопротивлениям, равным мнимой части выходного импеданса устройства, а через элементы развязывающего фильтра 12 и к цепи питания стоков с напряжением питания U_c.

Устройство работает следующим образом.

При подаче питания на соответствующие электроды транзисторов 2,3, расположенных на полупроводниковой подложке 1, и синфазных сигналов на входные линии 4,5 каналов суммирования происходит ослабление или усиление сигнала в зависимости от величин поданных на линии 6,7 через элементы развязывающих фильтров 8,9 напряжений U_упр1, U_упр2. Ослабленные или усиленные сигналы суммируются на стоках транзисторов 2,3, и через линию 10 суммарный сигнал подается в нагрузку; часть сигнала (примерно половина) ответвляется в соседний транзистор, где и поглощается в канале сток исток. Суммирование мощности таким образом происходит с переменным коэффициентом деления, который определяется соотношением напряжений U_упр1 и U_упр2, поданных на вторые затворы.

Поскольку для суммирования сигналов используется транзисторная структура, каждый из суммируемых сигналов может быть усилен минимум до 3 дБ в соответствующем транзисторе, так как примерно половина мощности сигнала ответвляется в соседний транзистор, при этом полное усиление устройства с любого входа на общий выход составит 0 дБ, т. е. суммирование в устройстве происходит без потерь.

При воздействии многочастотного сигнала на входы устройства из-за наличия нелинейных элементов двухзатворных полевых транзисторов спектр в полосе пропускания на выходе устройства оказывается "загрязненным" спектральными составляющими, которые отсутствуют в спектре входного сигнала. Эти составляющие являются интермодуляционными. При действии двухчастотного сигнала U = U₁cos₁t+U₂cos₂t на нелинейные элементы устройства в спектре тока, текущего через каждый нелинейный элемент кроме составляющих с частотами ₁ и ₂ появятся комбинационные составляющие на частотах 2₁ и 2₂, которые взаимодействуя на нелинейностях транзистора породят в процессе частотного преобразования составляющие с частотами 2₁-₂ и 2₂-₁. Появятся и другие составляющие 3₁-2₂ и 3₂-₁; ₂-₁; ₂+₁, но они, как правило, малы, лежат вне частотной полосы работы устройства. Наиболее опасными составляющими, попадающими в полосу пропускания устройства и нарушающие работу системы, куда включается это устройство, являются наибольшие по величине составляющие с частотами 2₁-₂ и 2₂-₁ интермодуляционные составляющие третьего порядка. Причем при увеличении входных суммируемых сигналов интермодуляционные составляющие растут быстрее, чем полезные составляющие спектра. Например, при увеличении входного сигнала на 10 дБ интермодуляционные составляющие третьего порядка увеличиваются на 30 дБ. Для уменьшения уровня интермодуляционных составляющих третьего порядка в устройстве найдены оптимальные импедансы на рабочих частотах (₁, ₂) и на нерабочих частотах (2₁,2₂). Это достигается присоединением к точке подключения стоков отрезка линии 11, длина которого и волновое сопротивление определены из следующих соображений. При подключении к выходу устройства отрезка линии длиной, равной 1/8 длины рабочей волны _раб, где



с скорость света,

на выходе устройства происходит короткое замыкание напряжений с удвоенной частотой, поскольку для них этот отрезок является четвертьволновым. Из-за близкого расположения частот ₁, ₂ в двухчастотном сигнале этот отрезок является примерно четвертьволновым на нерабочих частотах -2₁ и 2₂. Следовательно, напряжения на выходе нелинейного элемента транзистора на частотах 2₁ и 2₂ будут уменьшены, а значит будут уменьшены и напряжения на частотах 2₁-₂ и 2₂-₁, т.е. уменьшается уровень интермодуляционных составляющих третьего порядка. Волновое сопротивление Z_o отрезка длиной, равной , определяется из условий согласования на рабочей частоте f_раб., f_раб.= c/_раб. Входное сопротивление этого отрезка чисто реактивное и равно где , откуда

Если мнимая часть выходного импеданса Z_вых. устройства равна I_m(Z_вых.), то для комплексно-сопряженного согласования на рабочей частоте необходимо выполнение равенства I_m(Z_вх.) - I_m(Z_вых.) или Z_o I_m(Z_вых.).

Проведенные эксперименты показали, что в заявляемом устройстве при подаче на каждый вход двух сигналов равной амплитуды на частотах ₁ и ₂ уровень интермодуляционных составляющих третьего порядка относительно мощности одного входного сигнала составляет порядка 45 дБ; при подключении к выходу устройства отрезка линии длиной, равной 1/8 длины рабочей волны _раб. с волновым сопротивлением Z_o I_m(Z_вых.), уровень интермодуляционных составляющих уменьшился до 65 дБ при тех же режимах питания транзисторов по постоянному току.

Таким образом, предлагаемое устройство может быть использовано при суммировании мощностей в более широком диапазоне.