информационно-измерительный канал гидроакустической цифровой приемной системы

Формула изобретения

Информационно-измерительный канал гидроакустической цифровой приемной системы, содержащий соединенные последовательно сейсмоприемник, блок сжатия динамического диапазона, включающий n последовательно соединенных аналоговых усилителей, выходы которых через n идентичных ограничителей амплитуды соединены с входами аналогового сумматора, первый аналого-цифровой преобразователь, блок цифровой обработки сигнала и приемопередающий блок, подключенный к линии связи, отличающийся тем, что он содержит соединенные последовательно предварительный усилитель и фильтр низкой частоты, вход предварительного усилителя соединен с выходом сейсмоприемника, выход фильтра низкой частоты соединен с входом блока сжатия динамического диапазона, вход блока сжатия динамического диапазона через (n + 1)-й идентичный ограничитель амплитуды соединен с входом аналогового сумматора, соединенные последовательно дифференциальный усилитель-ограничитель и второй аналого-цифровой преобразователь, первый вход дифференциального усилителя-ограничителя соединен с аналоговым выходом первого аналого-цифрового преобразователя, второй вход дифференциального усилителя-ограничителя соединен с выходом блока сжатия динамического диапазона, выход второго аналого-цифрового преобразователя соединен с вторым входом блока цифровой обработки сигнала, а блок цифровой обработки включает первый дешифратор, вход которого является первым входом блока, второй дешифратор, вход которого является вторым входом блока, цифровой регистр, вход которого соединен с выходом первого дешифратора, цифровой сумматор, первый вход которого соединен с выходом цифрового регистра, второй вход которого соединен с выходом второго дешифратора, вычитатель, первый вход которого соединен с выходом первого дешифратора, второй вход которого соединен с выходом цифрового сумматора, третий дешифратор, вход которого соединен с выходом цифрового сумматора, выход третьего дешифратора и выход вычитателя являются выходами блока цифровой обработки сигнала, блок управления, включающий соединенные последовательно счетчик и дешифратор, вход счетчика соединен с выходом приемопередающего блока, при этом один из выходов второго дешифратора блока цифровой обработки сигнала соединен с одним из входов дешифратора блока управления, первый выход блока управления соединен с управляющими входами первого и второго аналого-цифровых преобразователей, второй выход блока управления соединен с управляющим входом цифрового регистра, третий выход блока управления соединен с управляющим входом цифрового сумматора, четвертый выход блок управления соединен с управляющим входом вычитателя.

Описание изобретения к патенту

Изобретение относится к цифровой информационно-измерительной технике и может быть использовано в многоканальных цифровых приемных системах сбора и обработки гидроакустической (сейсмической) информации.

Для сейсмической аппаратуры, как правило, применяется классическая схема МАРУ, выполненная по принципу последовательно переключаемой цепочки усилителей с фиксированными коэффициентами передачи. К таким устройствам относится известный мгновенный автоматический регулятор усиления, содержащий N идентичных усилителей, N логических блоков, каждый из которых включает в себя два компаратора, элемент временного опережения, элемент ИЛИ, триггер, а также блок логики и N+1 идентичных ключей (см. а.с. 1081587, М.кл.4 G 01 V 1/16).

Недостатки данного МАРУ, заключающиеся в ограниченном быстродействии, обусловленном временем срабатывания ключа и временем переходного процесса на емкостях разделительных и передаточных сигнальных цепей, а также значительная сложность устройства, устранялись применением схемы бескоммутационного МАРУ, которая дополнительно исключала коммутационные шумы в тракте передачи сигнала.

Из этого класса известных устройств наиболее близким техническим решением к заявленному относится блок сжатия динамического диапазона системы сбора сейсмической информации, каждый сигнальный канал которой содержит последовательно включенные аналоговые усилители, к выходам которых подключены ограничители амплитуды, выходы которых соединены с входами аналогового сумматора, а на выходе последнего включен аналого-цифровой преобразователь, выходы которого подключены к входам блока цифровой обработки сигналов (ЦОС). С выхода блока ЦОС через приемопередатчик информация поступает в линию связи (см. а.с. 1693575, М.кл. G 01 V 1/22).

Недостатком этого устройства является снижение динамической разрешающей способности при амплитудах входного сигнала, превышающих установленные пороги ограничения в цепи передачи сигнала.

Предложим для аналого-цифрового приемного канала определение разрешающей способности как отношение "веса" единицы младшего разряда АЦП к коэффициенту передачи канала



где U_е.м.з. значение напряжения, принятое за "вес" единицы младшего разряда АЦП,

К_п коэффициент передачи канала,

можно констатировать, что динамическая разрешающая способность данного канала определяется коэффициентом его передачи, вырабатываемым МАРУ обратно пропорционально амплитуде входного сигнала, или времени развертки в блоке ВАРУ, т.е. уменьшение разрешающей способности схемы этого и других известных МАРУ происходит пропорционально уменьшению коэффициента передачи сигнала в цепи информационного канала.

Устранение этого недостатка обычно осуществляется применением многоразрядных АЦП, имеющих малую величину напряжения дискретизации. Однако даже применяемые сейчас в гидроакустической и сейсмической технике 15 и 16 разрядные АЦП не обеспечивают перекрытие всего динамического диапазона принимаемых сигналов и требуют дополнительной компрессии их амплитуды для согласования с рабочим диапазоном АЦП.

Исходя из назначения и условий применения, гидроакустические приемные системы должны обеспечить сохранение своих основных характеристик по обнаружению, классификации и сопровождению целей при воздействии мощных направленных помех или применении подводного оружия, создающего широкополосные гидроакустические помехи различного вида и мощности.

Аналогичная задача возникает в морской сейсморазведке, когда требуется получить высокое разрешение структурных неоднородностей грунта в верхних слоя, т. е. выделить незначительные изменения амплитуд на фоне мощного зондирующего импульса.

Таким образом, как гидроакустическая, так и сейсмоприемная системы должны обладать большим динамическим диапазоном и высокой динамической разрешающей способностью.

В таких системах большой динамический диапазон принимаемых сигналов обеспечивается за счет применения устройств временной или мгновенной регулировки усиления.

Задачей изобретения является автоматическое поддержание высокой динамической разрешающей способности канала на всех участках передаточной характеристики блока сжатия динамического диапазона и расширение функциональных возможностей.

Задача решена за счет того, что в канал гидроакустической цифровой приемной системы, содержащий соединенные последовательно шиной данных приемник, предварительный усилитель, антиэляйсинговый фильтр, блок сжатия динамического диапазона, включающий n последовательно соединенных аналоговых операционных усилителей, к выходу каждого из которых и к входу блока сжатия динамическогодиапазона подключены n+1 прецизионных ограничителей амплитуды, выходы которых подключены к входам сумматора, аналого-цифровой преобразователь (АЦП), блок цифровой обработки сигнала (ЦОС), приемопередающий блок, соединенный с общей линией связи двунаправленной шиной, и блок управления, содержащий последовательно соединенные счетчик и дешифратор, дополнительно введены соединенные последовательно дифференциальный усилитель-ограничитель, второй АЦП, причем у первого АЦП дополнительно выведен второй аналоговый выход от цифроаналогового преобразователя (ЦАП), входящего в его состав, соединенный с первым входом дифференциального усилителя-ограничителя, второй вход усилителя-ограничителя соединен с выходом блока сжатия динамического диапазона, причем в блок ЦОС введены первый дешифратор, вход которого соединен с выходом первого АЦП, второй дешифратор, вход которого соединен с выходом АЦП, цифровой регистр, вход которого соединен с выходом первого дешифратора, цифровой сумматор, первый вход которого соединен с выходом цифрового регистра, второй вход которого соединен с выходом второго дешифратора, вычитатель, первый вход которого соединен с выходом первого дешифратора, второй вход которого соединен с выходом сумматора, третий дешифратор, вход которого соединен с выходом сумматора, выход третьего дешифратора и выход вычитателя являются выходами блока ЦОС и соединены с входами приемопередающего блока, выход которого соединен с входом счетчика блока управления, выход счетчика соединен с входом дешифратора блока управления, первый выход которого соединен с управляющими входами первого и второго ЦАП, второй выход которого соединен с управляющим входом цифрового регистра, третий выход которого соединен с управляющим входом вычитателя, а также один из выходов второго дешифратора ЦОС соединен с одним из входов дешифратора блока управления.

Изобретение отличается от прототипа тем, что дополнительное введение в канал аналогового выхода от ЦАП первого аналого-цифрового преобразователя, второго аналого-цифрового преобразователя, дифференциального усилителя-ограничителя, первого, второго и третьего дешифраторов, цифрового регистра, цифрового сумматора, вычитателя, соединенных между собой и управляемых определенным образом, позволило построить информационно-измерительный канал цифровой приемной системы, динамическая разрешающая способность которого автоматически поддерживается высокой на всех участках передаточной характеристики блока сжатия динамического диапазона, т.е. во всем динамическом диапазоне принимаемого сигнала, и расширить функциональные возможности за счет введения схемы, выявляющей сбои функционирования канала.

На фиг.1 изображена блок-схема информационно-измерительного канала гидроакустической цифровой приемной системы; на фиг.2 схема первого аналого-цифрового преобразователя; на фиг.3 -алгоритм работы блока управления; на фиг. 4 алгоритм работы блока цифровой обработки сигнала; на фиг.5 - алгоритм восстановления линейности динамического диапазона принимаемого сигнала и приведения сигнала к входу канала; на фиг.6 передаточная характеристика блока сжатия динамического диапазона.

Канал содержит приемник 1, предварительный усилитель 2, антиэляйсинговый фильтр 3, блок сжатия динамического диапазона 4, первый аналого-цифровой преобразователь 5, дифференцированный усилитель-ограничитель 6, второй аналого-цифровой преобразователь 7, блок ЦОС 8, блок управления 9, приемопередающий блок 10.

Блок сжатия динамического диапазона 4 включает n последовательно соединенных аналоговых операционных усилителей 11, к выходу каждого из которых и входу блока сжатия динамического диапазона подключены n+1 идентичных прецизионных ограничителей амплитуды 12. Вход первого усилителя 11 является входом блока сжатия динамического диапазона 4. Выход каждого из n+1 ограничителей 12 соединен с одним из входов сумматора 13. Выход сумматора 13 является выходом блока сжатия динамического диапазона 4. АЦП 5 дополнительно имеет второй (аналоговый) выход, подключенный к шине 14.

Блок цифровой обработки сигналов 8 содержит первый дешифратор 15, вход которого является первым входом блока ЦОС 8, второй дешифратор 16, вход которого является вторым входом блока ЦОС 8, цифровой регистр 17, вход которого соединен шиной 18 с выходом первого дешифратора 15, цифровой сумматор 19, первый вход которого шиной 20 соединен с выходом цифрового регистра 17, второй вход которого шиной 21 соединен с выходом второго дешифратора 16, вычитателя 22, первый вход которого соединен шиной 18 с выходом первого дешифратора 15, второй вход которого соединен шиной 23 с выходом сумматора 19, третий дешифратор 24, вход которого соединен шиной 23 с выходом сумматора 19, выход третьего дешифратора 24 и выход вычитателя 22 являются выходами блока ЦОС 8.

Блок управления 9 содержит счетчик 25 и дешифратор 26. Входы счетчика 25 соединены шиной команд 27 с выходами приемопередающего блока 10. Выходы счетчика 25 соединены шиной 28 с входами дешифратора 26, причем один из выходов второго дешифратора 16 блока ЦОС 8 шиной 29 соединен с входом дешифратора 26 блока управления 9, первый выход которого соединен шиной 30 с управляющими входами АЦП 5 и АЦП 7, второй выход которого соединен шиной 31 с управляющим входом цифрового регистра 17, третий выход которого соединен шиной 32 с управляющим входом цифрового сумматора 19, и четвертый выход которого соединен шиной 33 с управляющим входом вычитателя 22.

АЦП 5 (фиг.2) содержит устройство выборки и хранения 42, вход которого подсоединен к шине 34 и является входом АЦП 5, схему управления 43 АЦП, цифровой выход которой соединен с шиной 35 и является первым (цифровым) выходом АЦП 5, вход схемы управления АЦП шиной 44 соединен с выходом устройства выборки и хранения 42, цифроаналоговый преобразователь 45, цифровой вход которого шиной 46 соединен с вторым цифровым выходом схемы управления 44 АЦП, причем аналоговый выход АЦП 45 соединен шиной 47 с входом схемы 43 и также соединен с шиной 14 и является вторым (аналоговым) выходом АЦП 5, шиной 30 управляющий вход устройства выборки и хранения 42 соединен с выходом блока управления 9.

Приемник 1, предварительный усилитель 2, антиэляйсинговый фильтр 3, блок сжатия динамического диапазона 4, первый АЦП 5 соединены последовательно шиной данных 34.

Цифровой выход первого АЦП 5 шиной 35 соединен с первым входом блока ЦОС 8, аналоговый выход от ЦАП 45 АЦП 5 шиной 14 соединен с первым входом дифференциального усилителя-ограничителя 6, второй вход которого шиной 34 соединен с выходом блока сжатия динамического диапазона 4. Выход дифференциального усилителя-ограничителя6 шиной 36 соединен с входом второго АЦП 7, цифровой выход которого шиной 37 соединен с вторым входом блока ЦОС 8. Выходы блока ЦОС 8 шинами 38 и 39 соединены с входами приемопередающего блока 10, который двунаправленной шиной 40 соединен с общей линией связи 41.

Канал работает следующим образом. По включении напряжения питания аналоговый сигнал U₁ с выхода приемника 1 поступает на вход предварительного усилителя, который имеет коэффициент усиления К_пр, с выхода усилителя 2 сигнал U₂ U₁ K_пр поступает на вход антиэляйсингового фильтра 3, который подавляет высокочастотную шумовую составляющую входного сигнала, с выхода фильтра 3 сигнал U₃ U₂ поступает на вход блока сжатия динамического диапазона 4, в котором осуществляется нелинейное сжатие амплитуды сигнала U₃ для согласования динамического диапазона принимаемых сигналов с динамическим диапазоном АЦП.

Блок сжатия динамического диапазона работает следующим образом.

Сигнал U₃ с выхода фильтра 3 усиливается последовательно включенными усилителями 11 и через ограничители 12 поступает на входы сумматора 13. Коэффициенты усиления всех усилителей 11 выбраны равными К, кроме усилителя, который является входным для блока 4 и имеет коэффициент усиления К-1.

При условии, что выходное напряжение усилителя, который стоит на выходе цепочки усилителей 11, меньше (равно) напряжения ограничения U_огр, ограничителя 12 напряжение на выходе сумматора 13 определяется выражением



где I текущий номер усилителя 11, причем текущая нумерация усилителей 11 начинается с последнего в цепочке усилителей, т.е. усилитель с коэффициентом усиления К-1 имеет номер n.

Пусть j текущий номер ограничителя 12, причем текущая нумерация ограничителей 12 начинается также с последнего, т.е. ограничитель, который является входным для блока 4, имеет номер n+1. При условии ограничения сигнала U₃ в ограничителях 12 напряжение U₁₃ определяется выражением

U₁₃ U₃ K^n-j + h U_огр, (3)

где 1 j n, U₁ K^n-j U_огр

Выражение (3 при j 0 дает выражение (2).

При j n+1 U₁₃ (n+1) U_огр const.

АЦП 5 и АЦП 7, блок ЦОС 8 запускается импульсами блока управления 9, для пояснения алгоритма работы которого введем следующие обозначения:

i текущий отсчет времени (номер выборки АЦП);

M_макс сигнал, устанавливаемый на шину 29 дешифратором 16 при максимальном значении выходного кода АЦП 7, т.е. когда все выходные разряды АЦП 7 установлены в единицу.

По поступлении из общей линии связи 41 через приемопередающий блок 10 сигнала пуска U_пуск и тактовой частоты f_такт блок управления 9 формирует пусковой импульс для АЦП 5 и АЦП 7 и через время преобразования АЦП, если по шине 29 из блока ЦОС 8 не поступил M_макс, формирует последовательно импульс пуска цифрового сумматора 19, импульс пуска субтрактора 22, импульс перезаписи информации в регистре 17, если сигнал M_макс поступил, блок упpавления 9 формирует последовательно, импульс перезаписиинформации в регистре 17, импульс пуска сумматора 19, импульс пуска субтрактора 22.

Далее введем следующие пояснения. В отсчет времени i на вход АЦП 5 поступает аналоговое напряжение U₁₃, которое преобразуется в цифровой код N_i, представляющий собой целое двоичное число, который можно представить как



где q текущий номер разряда АЦП в порядке старшинства,

q 0,1.Q-1;

Q число разрядов АЦП;

a коэффициент, который принимает значение единицы или нуля (бит);

2^q вес текущего разряда в битах.

Одновременно АЦП 5 выставляет на шину 14 аналоговое напряжение U₅, соетствующее двоичному коду N на цифровом выходе 35. Напряжение U₅ отличается от напряжения U₁₃, взятого на преобразование в отсчет времени i, только ошибкой пpеобразования АЦП 5.

Напряжение, поступающее на вход АЦП 7, рассмотрим в отсчет i+1, т.к. выходной код канала образуется в блоке ЦОС 8 суммированием кода выборки АЦП 5, взятой в отсчет i, с кодом выборки АЦП 7, взятой в отсчет i+1.

В отсчет времени i+1 на первый вход усилителя-ограничителя 6 по шине 14 поступает напряжение U, соответствующее U₁₃ в отсчет времени i, на второй вход усилителя 6 по шине 34 поступает напряжение U₁₃, выбранное в отсчет i+1, т.е. усилитель 6 усиливает разность амплитуд двух соседних значений напряженияU₁₃, которые берутся через период дискретизации канала, т.е. если коэффициент усиления усилителя 6 равен m, то в отсчет i+1 U₆ (U₁₃ U₅)m.

В отсчет i+1 на выход АЦП 7 поступает аналоговое напряжение U, которое преобразуется в цифровой код M_i+1,



Блок ЦОС 8 формирует выходной код канала по алгоритмам, представленным на фиг.4 и 5.

Входными данными для блока 8 в текущий отсчет времени i+1 являются выходной код АЦП 5 N _i+1, поступающий на первый вход блока 8, выходной код АЦП 7 M_i+1, поступающий в текущий отсчет времени i+1 на второй вход блока 8.

Для уменьшения ошибки преобразования АЦП 5 введена операция получения уточненного кода из кода N _i путем умножения веса каждого разряда АЦП 5 на уточняющий коэффициент.

Уточняющие весовые коэффициенты получены предварительной калибровкой АЦП 5 путем прецизионного измерения для каждого разряда выходного весового напряжения ЦАП 45.

Если А_Q-1,A_q,A₁, A₀ уточняющие весовые коэффициенты АЦП 5,



где U_изм -К измеренное значение веса текущего разряда в мкВ,

Uq_теор теоретическое значение веса текущего разряда в мкВ, то



т.е. операция умножения кода Ni на уточняющие константы Aq соответствует увеличению разрядности кода Ni на величину R.

Операция уточнения кода Ni выполняется в дешифраторе 15, в котором каждому входному значению Ni соответствует выходное значение , полученное по выражению (5).

Код по приходе импульса упpавления по шине 31 запоминается в цифровом регистре 17.

Код M_i+1 пpиводится к одной разрядной сетке с кодом путем деления кода M_i+1 на коэффициент m,



Операция деления кода M_i+1 выполняется в дешифраторе 16, в котором каждому входному значению M_i+1 соответствует выходное значение , полученное по выражению (6). Сумматор 19 по приходе импульса пуска по шине управления 32 выполняют операцию суммирования входных токов , образуя выходной цифровой код канала



который соответствует напряжению U₁₃ в отсчет i+1, причем (см. пример) код соответствует напряжению U₁₃ с большей точностью, чем код и тем более код N _i+1.

Как будет показано далее в примере, скорость нарастания фронта сигнала U₁ для его высокочастотной части спектра за период дискретизации канала может быть настолько велика, что напряжение U₆ превысит допустимый максимальный входной уровень напряжения U_6макс для АЦП 7, поэтому в качестве усилителя разности применен дифференциальный усилитель с ограничением амплитуды по выходу.

В случае, если в текущий отсчет i+1 U₆ > U_6макс, выходной код канала образуется по выражению



что не приведет к снижению разрешающей способности канала (см. пример), если выбрать частоту дискретизации в несколько раз большую, чем она обычно выбирается при практическом применении теоремы Котельникова.

Работает канал в случае U₆ > U_6макс следующим образом: дешифратор 16 при поступлении на его вход по шине 37 максимального кода M_i+1 выставляет на выходе на шину 21 нулевое значение кода M_i+1, а на шину 29 сигнал M_макс, который по данной шине поступает в дешифратор 26, который после приема данного сигнала выдает первым управляющим сигнал "перезапись информации в регистре 17" (см. алгоритм на фиг.3), в результате на выходе сумматора 19 выходной код канала образуется по выражению (8).

Вычитатель 22 выполняет функцию контроля сбоев канала путем вычитания в каждый отсчет кодов и установки сигнала "сбой" при превышении результата вычитания принятого допустимого уровня. По приходе импульса пуска по шине 33 вычитатель 22 производит вычитание кодов если полученная разность L превышает принятый допустимый уровень, то вычитатель 22 устанавливает на шину 38 сигнал "сбой".

Дешифратор 24 преобразует код в код , соответствующий сигналу U1 в отсчет i+1.

Каждому входному коду соответствует выходной код , полученный по алгоритму, представленному на фиг. 5. Введем пояснения для алгоритма восстановления линейности динамического диапазона принимаемого сигнала и приведения текущего кода в код , эквивалентный сигналу U₁ с выхода приемника 1.

Для удобства описания мы сменили текущую переменную i+1 на i. Получим выражение для передаточной функции блока сжатия динамического диапазона 4 через известные параметры блока 4, т.е. через U_огр K, n.

Вычислим ординату U₁₃ и абсциссу U₃ первой точки перегиба передаточной функции блока 4 из выражения (3), когда в ограничение вошел ограничитель номер один

U₁₃ U₃K^n-1 + U_огр, (9)

При этом значение U_огр ограничителя номер один, выраженное через U₃, исходя из схемы блока 4 на фиг.1

U_огр U₃ (K-1) K K U₃ (K^m K^n-1),

отсюда



Подставим выражение (10) в (9):



Соответственно получим для второй точки перегиба передаточной функции блока 4





Для j-й точки перегиба за исключением j n+1





Передаточная функция блока сжатия динамического диапазона 4, содержащего три усилителя 11, четыре ограничителя 12, с K 8, U_огр 2,56 В, представлена на фиг.6.

Введем обозначения:

N _огр выходной цифровой код АЦП 5 пpи U₁₃ U_огр

U_огр N_огр U_е.м.р.,

где U_е.м.р. значение, равное "весу" единицы младшего разряда АЦП.

выходной цифровой код канала, то .

Для нахождения значения вычислим для всех точек перегиба передаточной функции абсциссы U₁₃ по формуле (15), заменив в формуле (15) аналоговые величины U₁₃ и U_огр на эквивалентные им коды соответственно N₁₃ и N _огр.

Далее путем сравнения текущего кода с последовательностью значений N ₁₃ определяем на какой участок передаточной функции попадает текущий код .

Заменим в выражении (3) U₃ на его значение U₁ K_пр и аналоговые величины U₁₃, U₁, U_огр на эквивалентные им коды для текущего отсчета i соответственно , N _огр, то



Код выходной выборки канала приемопередающим блоком 10 преобразуется из параллельного в последовательный и передается в общую линию связи 41.

В качестве примера рассмотрим информационно-измерительный канал гидроакустической цифровой приемной системы, рассчитанный на амплитудный диапазон сигнала 2 мкВ 256 мВ в частотном диапазоне 0 250 Гц.

Параметры канала: частота среза фильтра 3 25 Гц; коэффициент передачи предусилителя 2 Кпр 10.

Выбираем АЦП 5 и АЦП 7 с разрядностью 12, весовым значением младшего разряда 2,5 мВ, максимальным значением преобразуемого напряжения 10,24 В. Блок сжатия динамического диапазона 4 с К=8, следовательно, К-1 7, n=3, то число ограничителей 4.

Часть канала, включающая приемник 1, предусилитель 2, фильтр 3, блок сжатия динамического диапазона 4, АЦП 5 (без аналогового выхода 14) представляет собой образец построения классического сейсмоприемного канала, коэффициент передачи которого при изменении сигнала U₁ от 2 мкВ до 256 мВ последовательно принимает значения: 5120; 640; 80 и 10. Следовательно, согласно выражению (1) разрешающая способность этой части канала последовательно принимает значения: 0,488 мкВ; 3,9 мкВ; 31,25 мкВ и 250 мкВ.

Согласно формулам (14) и (15) и с учетом того, что U₃ K_пр U₁, рассчитаем координаты точек перегиба передаточной характеристики блока 4 (фиг.6).

Начало характеристики: U₁ 0,488 мкВ; U₁₃=3500 мкВ

первая точка U₁0,5725 мВ; U₁₃ 2925,725 мВ

вторая точка U₁ 4,5725 мВ; U₁₃ 5485, 725 мВ

третья точка U₁= 36,5725 мВ; U₁₃=8045,725 мВ

Конечная точка характеристики: U₁=256 мВ; U₁₃ 1024 мВ.

Примем период дискретизации сигнала 0,125 мс, т.к. фильтр 3 ограничивает полосу прозрачности канала по частоте до 250 Гц, то в качестве примера рассмотрим спектральную составляющую сигнала на частоте 250 Гц.

Пусть с выхода приемника 1 поступает синусоидальный сигнал амплитудой 256 мВ частотой 250 Гц.

При данном периоде дискретизации на первую четверть периода сигнала (при возрастании U₁ от 0 до 256 мВ) попадают выборки (начиная от 0): см. табл.1.

Допустим, для АЦП 5 предварительными измерениями установлены для каждого разряда следующие значения коэффициентов коррекции (см. табл.2).

Причем коэффициент усиления дифференциального усилителя-ограничителя 6 m 64, то разрешающая способность АЦП 7 (и всего канала в целом) по выражению (1) равна в наихудшем случае при условии нахождения сигнала U₁ в диапазоне между третьей точкой перегиба и конечной точкой характеристики, тогда как АЦП 5 имеет разрешающую способность в этом диапазоне 250 мкВ.

Вычислим выходной код канала по алгоритму на фиг.4 для отсчета N 8 из табл.1.

В отсчет N 7 U₁₃ 10079,440 мВ АЦП 5 преобразует в код N_i-7 4033 или в двоичном виде, 111111000001. Код N₇ дешифратор 15 преобразует в код , который мы опpеделим по формуле (5), используя в качестве вспомогательного средства табл. 2, 2047,2 + 1023,6 + 512,0799 + 256,0399 + 128 + 64 1,2 4032, 1198.

Одновременно с выдачей кода N _i-7 4033 по первому цифровому выходу АЦП 5 выдаст эквивалентное ему аналоговое напряжение по второму налоговому выходу, которое мы определим также по табл.2.

U₅ 5118 мВ + 2559 Мв + 1280,2 мВ + 640,1 мВ + 320 мВ + 160 мВ + 3 мВ 10080,3 мВ.

В отсчет i+1 8 U₁₃ 10209,870 (из табл.1), тогда U₁₃ - U₅ 10209,0870 10080,300 129,570 мВ,

U₆=129,570 64 8292,48 мВ

АЦП 7 значение U₆ преобразует в код M_i+1=8 3317.

Дешифратор 16 преобразует код M_i=8 в код по формуле (6) 3317/64 51,8281; сумматор 17 выдаст выходной код канала согласно формуле (7) 4032, 1198 + 51,8281 4083, 9479.

Если это значение кода умножить на теоретический вес младшего разряда, равный 2,5 мВ, то получим U₁₃ 10209,870 мВ в отсчет i+1 8 (см. табл.1).

Если значение кода привести ко входу канала по алгоритму, изображенному на фиг.5, то получим код 101,19478, который при умножении на 2,5 мВ дает U₁ 252,987 мВ (по табл.1).

В отсчет N 8 для U₁₃ 10209,870 мВ АЦП 5 преобразует в код N _i=8 4085 или в двоичном виде 111111110101. Восстановленное значение кода 4085 равно 101,3, которое при умножении на 2,5 мВ дает значение U₁, равное 253,25 мВ, т.е. ошибка достигает 263 мкВ.

По табл.2 определим 4084, 1598; восстановленное значение кода 4084, 1598 равно 101, 21598; которое дает U₁=253,040, ошибка уменьшилась до 53 мкВ.

Примем L для контроля сбойной ситуации три единицы младшего разряда АЦП, то для i=8 L=N-N 4083, 9478 4084, 1598 -0,212 <3, т.е. сбоя нет.

При вычислении выходных кодов канала для U₁ данных в табл.1 для отсчетов с первого по седьмой, для каждого отсчета значение U₆ (U₁₃ U₅) m будет превышать напряжение усилителя-ограничителя 6, следовательно для данных отсчетов код М будет максимальным (все а 1) и согласно алгоритмов на фиг.3 и 4

В результате на четверть периода самой высокочастотной составляющей сигнала мы имеем одну выборку, вычисленную с максимальной разрешающей способностью канала, т.е. на период будем иметь четыре высокочастотных выборки, что достаточно с избытком согласно теореме Котельникова для восстановления самой высокочастотной составляющей сигнала.

Если с выхода приемника 1 поступает синусоидальный сигнал частотой 250 Гц амплитудой 1200 мВ, то на период этого сигнала будет приходиться 12 высокоточных выборок, т. е. с уменьшением амплитуды сигнала в данном поддиапазоне передаточной характеристики число высокоточных выборок на период сигнала увеличивается.

Если с выхода приемника 1 поступает синусоидальный сигнал частотой 250 ГГц амплитудой 36,573 мВ (третья точка перегиба характеристики), то на период этого сигнала (как и в случае с амплитудой 250 мВ) будет приходиться четыре высокоточных выборки и аналогично при уменьшении амплитуды U₁ в пределах между третьей и второй точек перегиба передаточной характеристики число высокоточных выборок будет возрастать.

Поддиапазоны между началом характеристики и первой точкой перегиба и между первой и второй точками перегиба мы рассматривать не будем, т.к. канал имеет разрешающую способность в этих поддиапазонах 0,488 мкВ и 3,9 мкВ соответственно при образовании выходного кода канала по выражению (8).