способ многоканальной передачи сигналов

Формула изобретения

Способ многоканальной передачи сигналов, при котором на передаче канальные сигналы умножают на гармонические несущие колебания, полученные сигналы суммируют и передают в общем тракте, а на приеме для выделения канальных сигналов общий сигнал умножают на несущие колебания тех же частот и фильтруют, отличающийся тем, что на передаче каждый из N 2ⁿ канальных сигналов умножают одновременно на n + К (n 1,2, K 0,1,2,) гармонических несущих, частота одной из которых больше максимальной частоты канальных сигналов, частота каждой следующей вдвое больше частоты предыдущей, частота последней несущей вдвое или более чем вдвое больше частоты предыдущей, а фаза каждой несущей имеет одно из двух возможных значений, отличающихся на величину, некратную 180^o, причем для разных канальных сигналов фазы по крайней мере K+1 несущих различны, а на приеме для выделения определенного канального сигнала умножают общий сигнал одновременно на n+K несущих тех же частот, причем если на передаче фазы несущих данного канального сигнала имеют одно из упомянутых двух возможных значений, то на приеме фазы несущих отличаются на 90^o от другого возможного значения.

Описание изобретения к патенту

Изобретение относится к электрической связи, в частности к многоканальной связи.

Известен способ многоканальной связи с частотным разделением каналов (способ с ЧРК) [1] при котором на передаче каждый канальный сигнал умножают на гармоническое колебание с определенной для каждого канала частотой, после чего сигналы всех каналов суммируют и передают в линию (в общий тракт), а на приеме для выделения сигнала определенного канала общий проходящий сигнал умножают на гармоническое колебание той же частоты и фильтруют фильтром нижних частот.

Однако при таком способе разные канальные сигналы занимают в общем тракте разные диапазоны частот, вследствие чего затухание и помехи для разных каналов различны, отсюда различно и качество связи по разным каналам. Например, на кабельных линиях связи в наихудших условиях обычно оказываются каналы, передаваемые в верхней части диапазона частот.

Кроме того, спектр канального сигнала, умноженного на несущее колебание, вдвое шире спектра исходного канального сигнала (и, соответственно, вдвое шире минимально необходимой для передачи полосы частот). Сокращение спектра обеспечивают выделением из модулированного сигнала только одной боковой полосы частот при помощи электрических фильтров. Но при этом, во-первых, требуется усложнение аппаратуры за счет введения фильтров, а во-вторых, ухудшаются частотные характеристики каналов связи: теряется возможность передавать низкочастотные (ниже 300 Гц) спектральные составляющие канальных сигналов, появляются существенные фазочастотные искажения. И хотя качество передачи речевых сигналов при этом ухудшается незначительно, передача других сигналов (цифровых, факсимильных и т.д.) оказывается возможной лишь при помощи введения специальных устройств (модемов).

Известен также способ многоканальной связи с временным разделением каналов (способ с ВРК), при котором на передаче каждый сигнал дискретизирует и полученные таким образом импульсы отсчетов канальных сигналов передают в общий тракт поочередно, а на приеме для выделения канального сигнала из общего потока импульсов временным селектором выделяют отсчеты данного канального сигнала, после чего фильтром нижних частот фильтруют их, восстанавливая непрерывность сигнала.

Однако при таком способе общий сигнал характеризуется большой абсолютной шириной спектра, свойственной импульсным сигналам, и, что еще хуже, спектр начинается с нулевой частоты, так что имеет бесконечную относительную ширину. Сигналы с таким спектром неизбежно претерпевают значительные линейные искажения в общем тракте передачи, вследствие чего возникают взаимные влияния между каналами. Кроме того, при таком спектре информационных сигналов возникают затруднения с передачей сигналов синхронизации для управления временными селекторами приемника, а неточная временная селекция еще больше увеличивает взаимные влияния.

Изложенное приводит к тому, что при временном разделении становится невозможным передавать аналоговые речевые сигналы, а можно передавать лишь цифровые. Поэтому на передаче после дискретизации кодируют отсчеты, превращая сигналы в цифровые и, кроме того, для устранения низкочастотных составляющих общего потока цифровых импульсов производят дополнительное перекодирование (линейное кодирование), а на приеме для восстановления канальных сигналов производят обратные операции. Все это усложняет аппаратуру и расширяет спектр передаваемого в общем тракте сигнала (при существующем стандарте кодирования каждого отсчета восемью цифровыми импульсами требуемая ширина спектра увеличивается в 8 раз. Расширение же спектра в сочетании с ростом затухания линии на высоких частотах приводит к соответствующему сокращению длины усилительных (регенерационных) участков по сравнению с длиной усилительных участков систем с частотным разделением.

В качестве прототипа настоящего изобретения выбран способ с частотным разделением каналов (ЧРК) как наиболее близкий по операциям преобразования сигналов на передаче и приеме.

Задачей изобретения являются обеспечение одинаковых условий передачи всех канальных сигналов в общем тракте и улучшение частотных характеристик каналов без существенного расширения спектра, свойственного цифровым системам передачи, а также упрощение аппаратуры, реализующей данный способ.

Данная задача решается тем, что в способ многоканальной передачи сигналов, при котором на передаче канальные сигналы умножают на гармонические несущие колебания, полученные сигналы суммируют и передают в общем тракте, а на приеме для выделения канальных сигналов общий сигнал умножают на несущие колебания тех же частот и фильтруют, вводят отличительные особенности, заключающиеся в том, что на передаче каждый из N 2ⁿ канальных сигналов умножают одновременно на n + K (n 1,2, K 0, 1, 2,) гармонических несущих, частота одной из которых больше максимальной частоты канальных сигналов, частота каждой следующей вдвое больше частоты предыдущей, частота последней несущей вдвое или более чем вдвое больше частоты предыдущей, а фаза каждой несущей имеет одно из двух возможных значений, отличающихся на величину, не кратную 180^o, причем для разных канальных сигналов фазы по крайней мере K + 1 несущих различны, а на приеме для выделения определенного канального сигнала умножают общий сигнал одновременно на n + K несущих тех же частот, причем если на передаче фазы несущих данного канального сигнала имеют одно из упомянутых двух возможных значений, то на приеме фазы несущих отличаются на 90^o от другого возможного значения.

Отличительные особенности способа обеспечивают решение задачи изобретения.

Рассмотрим преимущества данного способа формирования сигналов на передаче. Сигнал в общем тракте является суммой N 2ⁿ канальных сигналов, каждый из которых умножен на n + K несущих с частотами, выбранными по указанному правилу.

где _i=2f_i,

f_i частота i-й несущей;

_ei= _1i или _2i выбранное на передаче значение фазы этой несущей.

Найдем спектр сигнала (1). Вначале -спектр произведения несущих. С помощью тригонометрических преобразований это произведение можно представить в виде суммы из 2^n+k-1 спектральных составляющих с частотами f_n+kf_n+k-1f_n+k-2 . f₁, причем каждой комбинации знаков соответствует частота одной из составляющих. Минимальная частота спектральной составляющей равна



максимальная, аналогично, равна f_n+k+(N2-1)f₁, а расстояние между соседними спектральными составляющими равно 2f₁.

Теперь спектр каждого модулированного сигнала (каждого слагаемого суммы (1) легко найти как две боковых полосы, соответствующие спектру исходного канального сигнала, расположенные около каждой спектральной составляющей произведения несущих. При этом минимальная частота каждого модулированного сигнала

f_n+k-(N2^k-1-1)f₁-f_max,

максимальная -

f_n+k+(N2^k-1-1)f₁+f_max,

а абсолютная ширина спектра

N2^kf₁-2(f₁-f_max) N2^kf₁,

где f_max максимальная частота спектра исходного (немодулированного) канального сигнала.

Фиг. 1 иллюстрирует сказанное для частного случая 8-канальной системы (N 8, n 3), при K 1 с канальными сигналами, имеющими частоту меньше 4 кГц, например телефонными. Частоты несущих выберем в соответствии с указанным в способе правилом: f₁ 4 кГц, f₂ 8 кГц, f₃ 16 кГц, f₄32 кГц, причем рассмотрим несколько случаев выбора f₄, а именно 32 кГц, 48 кГц и 64 кГц.

На первой строке фиг. 1 показан спектр канального сигнала, на 2-4 строках спектр произведения несущих при различном выборе f₄, а на 5-7 строках спектр модулированного умножением на n + k несущих канального сигнала при разных f₄.

Из полученного результата следует, что:

1. Спектры всех модулированных сигналов занимают один и тот же частотный диапазон, поэтому способ обеспечивает одинаковые условия передачи всех канальных сигналов в общем тракте;

2. Скорость убывания амплитуд спектра на верхней и нижней границах равна скорости убывания амплитуд спектра исходных канальных сигналов, следовательно, фильтры в общем тракте не нужны. Таким образом, способ решает поставленную задачу улучшения по сравнению с прототипом частотных характеристик каналов и, к тому же, обеспечивает передачу спектральных составляющих канальных сигналов начиная с нулевой частоты;

3. Если выбрать f₁ 4 кГц, то абсолютная ширина спектра при минимальном K (K 0) совпадает с минимально требуемой для способа-прототипа (способ с ЧРК). Увеличение K на единицу приводит к удвоению ширины. При K 3 ширина спектра равна минимально требуемой для способа цифровой передачи (при принятом стандарте представления отсчетов сигнала 8-разрядным двоичным кодом). Ниже показано, что увеличение K позволяет повысить помехозащищенность.

Таким образом, способ позволяет сохранить абсолютную ширину полосы такой же, как в способе-прототипе, а кроме того, позволяет увеличить помехозащищенность за счет расширения полосы частот;

4. Дополнительным преимуществом способа, особенно по сравнению с цифровым способом передачи, является то, что выбором несущей с максимальной частотой можно разместить спектр модулированного сигнала в любом диапазоне частот, обеспечив желаемую относительную ширину и возможность использования низкочастотной части диапазона для передачи сигналов синхронизации и других служебных сигналов.

Теперь покажем, что способ обеспечивает возможность выбора фаз несущих на передаче так, чтобы для разных канальных сигналов были различны фазы по крайней мере K + 1. С этой целью заметим, что n + K независимых несущих с одной либо другой возможными фазами каждая можно рассматривать как кодовую комбинацию двоичного кода, в котором, например, 0 обозначает выбор первой фазы, а 1 выбор второй фазы. При таком представлении задача сводится к тому, чтобы из всех возможных 2^n+K комбинаций блочного двоичного кода выбрать N 2ⁿ разрешенных комбинаций так, чтобы минимальное Хэммингово расстояние между разрешенными комбинациями (в данном случае число несущих с разными фазами) -было максимально возможным. В теории кодирования эта задача является одной из простейших, например, в [2] показано, что Хэммингово расстояние для кода (n + K, n) равно K + 1, что соответствует указанному признаку изобретения.

Наконец, докажем, что правило приема, указанное в описании изобретения, действительно обеспечивает выделение одного из канальных сигналов при одновременном подавлении остальных. Как указано в описании способа, на приеме, для выделения определенного сигнала, проходящий общий сигнал умножают на n + K несущих тех же частот, причем если фазы несущих на передаче имеют для данного канального сигнала одно из двух возможных значений, то на приеме фазы несущих должны отличаться от другого значения на 90^o. Следуя этому правилу, для выделения, например, сигнала с M умножим все слагаемые общего сигнала



где _ri другая по сравнению с выбраной на передаче для M-го сигнала фаза i й несущей. В результате умножения получим



Раскрывая произведения, входящие в эту сумму, получим

произведения канальных сигналов на сравнительно высокочастотные колебания с частотами не менее удвоенной минимальной частоты несущих. Эти произведения будут подавлены фильтрами нижних частот при последующей фильтрации детектированных сигналов;

пропорциональные канальным сигналам (относительно низкочастотные) колебания вида



При этом для выделяемого M-го сигнала для всех несущих v_ri и _ei разные, т. е. если l 1, то r 2, и наоборот. Поэтому произведение не обращается в ноль, и, следовательно, сигнал действительно выделяется. Кстати, отсюда следует, что, во-первых, две возможные фазы каждой несущей не должны отличаться на величину, кратную 180^o, т. к. при этом даже та строка выражения (4), которая соответствует M, обратилась бы в ноль, во-вторых, если желательно получить возможно большую интенсивность выделяемого сигнала, то разность двух возможных фаз каждой несущей следует брать равной 90^o или близкой к этому значению. Тогда все сомножители под знаком произведения приобретают максимальное (по модулю) значение, равное 1.

Рассмотрим другие члены суммы (4), связанные с сигналами mM, т.е. теми, которые должны быть подавлены. В этих сигналах по крайней мере K + 1 несущих имеют другие фазы по сравнению с фазами несущих выделяемого сигнала, значит, разность фаз соответствующих сомножителей sin(_ri-_ei) обращается в ноль, так что по крайней мере K + 1 сомножителей равны нулю, чем и обеспечивается подавление всех сигналов, кроме выделяемого.

В реальных условиях фаза каждой i-й несущей на приеме может отличаться от требуемой. Если это (сравнительно малое) отличие обозначить _i (радиан), то соответствующий сомножитель sin_{i i}, так что фактическая помехозащищенность от влияющего сигнала за счет различия фаз выделяемого и подавляемого сигналов на i-й несущей равна , а общая помехозащищенность от влияющего сигнала равна где P номера несущих, для которых фазы выделяемого и подавляемого (влияющего) сигналов различны.

Отсюда следует, что увеличение K, хотя и приводит, как показано выше, к расширению спектра сигнала, но зато позволяет резко повысить помехозащищенность от взаимных влияний между канальными сигналами или при той же помехозащищенности снизить требования к точности установки фаз несущих на приеме. Таким образом, предлагаемый способ позволяет найти оптимальное в том или ином смысле решение для конкретных условий.

Возможная реализация способа иллюстрируется фиг. 2, на которой показаны передатчик и приемник.

Передатчик содержит блок умножителей 1, сумматор 2 и блок генераторного оборудования передачи 3 с 2 (n + K) выходами, обозначенными на фиг. 1 как _1,i и _2,i (i 1,2,n + K), что означает выход i-й несущей с 1 и 2 ее возможными фазами, а также с выходом синхросигнала. Блок умножителей 1 состоит из N (n + K) умножителей, каждый из которых имеет два входа для сигналов-сомножителей и один выход сигнала-произведения. Умножители разделены на N групп по числу канальных сигналов с n + K каскадно соединенными умножителями в каждой группе (по числу несущих). Первый вход первого умножителя каждой группы соединен с источником соответствующего канального сигнала, выходы последних умножителей групп подключены к входам сумматора 2, выход каждого соединен со входом общего тракта, а вторые входы i-х умножителей каждой групп блока 1 соединены с соответствующими выходами _1,i и _2,i блока 3 с выбором фаз несущих, как указано в способе.

В результате сигнал на выходе каждой -й (m 1,2,N) группы умножителей является канальным сигналом, умноженным на n + K гармонических несущих, каждая из которых имеет одну из двух возможных фаз, а общий сигнал в общем тракте является суммой умноженных сигналов и соответствует выражению (1).

В качестве умножителей можно использовать выпускаемые промышленностью микросхемы умножителей, например К 525 ПС 2 А, Б [3]

Задающий (самый низкочастотный) генератор генераторного оборудования можно выполнить различным образом, например, как в[4] где приведена схема генератора с двумя фазами выходного сигнала, отличающимися на 90^o. Генераторы других несущих с частотами, вдвое, вчетверо и т.д. более высокими, можно получить от задающего, например, при помощи того же умножителя К525 ПС 2А, Б, включенного по схеме удвоения частоты [3] Приемник содержит блок умножителей приема 4, идентичный блоку умножителей передачи, блок фильтров нижних частот 5, состоящий из фильтров по числу канальных сигналов, и блок генераторного оборудования приема 6 с входом сигнала синхронизации и 2 (n + K) выходами v_1,i и _2,i (i 1,2,n + K), что означает выходы i-й гармонической несущей с двумя ее фазами, отличающимися от фаз несущих передачи на 90^o. Выходы первых умножителей групп блока умножителей приема соединены параллельно и подключены к выходу общего тракта, выходы каждого последнего умножителя группы соединены со входами соответствующих фильтров блока 5, выходы которых являются выходами каналов, второй вход i-го умножителя каждой группы блока 4 соединен с выходом _1,i и _2,i блока 6, причем фазы выбраны, как указано в способе.

Наиболее массовыми устройствами в рассмотренной схеме являются умножители. Их требуется по N (n + K) на передаче и на приеме, а если учесть и обратное направление передачи, то на каждый двухсторонний канал необходимо 4 (n + K) умножителей/канал.

Количество умножителей можно уменьшить, если учесть, что на последней ступени умножения на передаче можно вместо N умножителей обойтись всего двумя, запараллелив все выходы предпоследней ступени, поступающие на вход умножителя с той или иной фазой последней несущей. Аналогично, на предпоследней ступени достаточно 4 умножителей, и т.д. То же на приеме. При таком построении схемы на один двухсторонний канал нужно 4 (K + 2/N) умножителей.

Источники информации

1. Шувалов В.П. Катунин Г.П. Крук Б.И. и др. Системы электросвязи. Учебник для вузов /Под ред. В.П.Шувалова. М. Радио и связь, 1987.

2. Зюко А.Г. Кловский Д.Д. Назаров М.В. Финк Л.М. Теория передачи сигналов. Учебник для вузов. М. Связь, 1980.

3. Атаев Д. И. Болотников В.А. Аналоговые интегральные микросхемы для бытовой радиоаппаратуры. Справочник. М. МЭИ, 1993.

4. Хоровиц П. Хилл У. Искусство схемотехники. М. Мир, 1983, т.1.