способ оценки комплексного значения усиления по траектории в приемнике и приемник для его осуществления

Формула изобретения

1. Способ комплексной оценки усилителя по траектории в приемнике, отличающийся тем, что производят аппроксимацию усиления по траектории как функции среднего усиления по тракту и скорости изменения усиления по тракту в блоке выборок, включающем заданное число выборок из принятого сигнала, производят оценку усиления по тракту в блоке выборок с использованием выходных сигналов согласованного фильтра и режима мягких решений, принятых по символам данных, относящихся к блоку выборок, производят коррекцию полученной оценки усиления по траектории первым и вторым коэффициентами для получения первого и второго поправочных коэффициентов, производят коррекцию среднего усиления по траектории с использованием первого поправочного коэффициента и коррекцию скорости изменения усиления по тракту с использованием второго поправочного коэффициента для получения обновленной аппроксимации усиления по траектории.

2. Способ по п.1, отличающийся тем, что в качестве приемника используют когерентный приемник типа RAKE.

3. Способ по п. 2, отличающийся тем, что на этапе получения режима "мягкого решения" дополнительно получают режим "мягкое решение" с использованием гиперболической тангенциальной функции.

4. Способ по п.2, отличающийся тем, что этап получения режима "мягкого решения", первый этап и второй этап коррекции повторяют для получения оценки усиления по траектории.

5. Способ по п.4, отличающийся тем, что результаты оценки усиления по траектории вводят в когерентный приемник типа RAKE для последующей обработки.

6. Приемник для выполнения оценки комплексного значения усиления по тракту, содержащий блок оценки усиления по тракту, отличающийся тем, что блок оценки усиления по тракту содержит аппроксиматор для аппроксимирования усиления по тракту как функции среднего усиления по траектории и скорости изменения усиления по тракту в блоке выборок, включающем заданное число выборок из принятого сигнала, генератор, подключенный к аппроксиматору для получения оценки усиления по тракту по блоку выборок с использованием выходных сигналов согласованного фильтра и режима мягких решений, принятых по символам данных, относящихся к блоку выборок, и блок коррекции для коррекции полученной оценки усиления по тракту первым и вторым коэффициентами для получения первого и второго поправочных коэффициентов и коррекции среднего усиления по тракту с использованием первого поправочного коэффициента и коррекции скорости изменения усиления по тракту с использованием второго поправочного коэффициента для получения обновленной аппроксимации усиления по траектории.

7. Приемник по п.6, отличающийся тем, что приемник выполнен в виде когерентного приемника типа RAKE.

8. Приемник по п.7, отличающийся тем, что указанный генератор содержит блок формирования гиперболической тангенциальной функции для получения режима "мягкого решения".

9. Приемник по п.7, отличающийся тем, что выход блока коррекции подключен к генератору для повторного получения оценки усиления по тракту.

10. Приемник по п. 9, отличающийся тем, что когерентный приемник типа RAKE содержит блок декодирования, подключенный к генератору для получения оценки усиления по тракту для дальнейшей обработки принятого сигнала.

Описание изобретения к патенту

Изобретение относится в общем случае к системам широкополосной радиосвязи, функционирующим с использованием многолучевого распространения радиоволн, и более конкретно - к оценке усиления по траектории радиоволны в приемниках таких систем связи.

Системы связи, структура которых предусматривает возможность организации связи в течение коротких временных интервалов со многими абонентными устройствами по одному и тому же каналу называют системами связи коллективного доступа. Одним из типов систем связи, относящийся к системе коллективного доступа, является система широкополосной радиосвязи. В системе широкополосной связи применяют технику модулирования, с помощью которой передаваемый сигнал распространяется по каналу связи в широком диапазоне частот. Ширина спектра значительно превышает минимальную полосу, требующуюся для передачи отправляемой информации. Речевой сигнал, например, может быть передан с использованием амплитудной модуляции (АМ) с шириной спектра, лишь вдвое превышающей ширину спектра самой информации. Использование других видов модуляции, таких как частотная модуляция с низкой девиацией (ЧМ) или однополосная АМ, также позволяет передавать информацию с шириной спектра сигнала, сравнимой с шириной спектра самой информации. Однако в широкополосной системе радиосвязи модулирование подлежащего передаче сигнала часто предусматривает использование модулирующего сигнала (например в речевом канале) с диапазоном частот всего в несколько килогерц и распределение передаваемого сигнала по диапазону частот, ширина которого достигает многих мегагерц. Это достигается путем модулирования передаваемого информационного сигнала посылаемой информацией и широкополосным кодирующим сигналом.

Существует несколько видов широкополосной системы радиосвязи.

Последовательность для непосредственной модуляции несущей.

Модуляция несущей цифровой кодовой последовательностью, скорость передачи двоичных данных которой значительно выше ширины спектра информационного сигнала. Такие системы называют модулированными системами "Последовательности для непосредственной модуляции несущей".

Скачкообразная перестройка частоты.

Кодовая последовательность задает программу изменения несущей частоты дискретными приращениями. Такие системы называют системами в "скачкообразной перестройкой частоты". Передатчик перестраивается скачкообразно с частоты на частоту в рамках заранее определенного ряда; порядок использования частоты определяется закодированной последовательностью. Аналогичным образом "скачкообразная перестройка времени" и "частотно-временная скачкообразная перестройка имеют время передачи, регулируемое кодированной последовательностью.

Внутриимпульсная частотная модуляция.

Частотно-импульсная модуляция или внутриимпульсная ЧМ, при которой несущая частота развертывается в течение данного интервала импульса по ширине полосы.

Информация (т.е. сигнал сообщения) может быть введение в сигнал с широким спектром несколькими способами. Один из способов заключается в присоединении информации к коду расширения до того, как он будет использован для модуляции с расширением спектра. Такой прием может быть использован в системах последовательности для непосредственной модуляции несущей и скачкообразной перестройкой частоты. Следует отметить, что отправляемая информация перед добавлением к коду расширения должна быть переведена в цифровую форму, поскольку сочетание кода расширения и информации, обычно в двоичном коде, предусматривает добавление модуля-2. Кроме того, сигнал информации или сообщения может быть использован для модулирования несущей до ее расширения.

Таким образом, широкополосная система радиосвязи должна обладать двумя свойствами: ширина спектра передаваемого сигнала должна быть гораздо больше ширины спектра или количества передаваемой информации, и кроме передаваемой информации для определения полученной ширины спектра полученного модулированного канала, применяется определенная функция, не относящаяся к отправляемой информации. Широкополосные системы радиосвязи могут быть реализованы как системы коллективного доступа несколькими различными способами; одним из видов широкополосной системы коллективного доступа является система коллективного доступа с кодовым разделением (DS-CDMA), использующая последовательность для непосредственной модуляции несущей.

Множество каналов связи распределяют путем присоединения определенного кода расширения каждому (и любому) пользователю совместно используемой полосы частот. В результате переданные сигналы занимают одну и ту же полосу частот канала связи, но отдельным участкам указанной полосы частот присваиваются определенные коды расширения. Данные коды расширения в предпочтительном варианте располагаются ортогонально по отношению друг к другу, так что взаимная корреляция между кодами расширения близка к нулю. Конкретные передаваемые сигналы могут быть выделены из канала связи путем свертки сигнала, представляющего сумму сигналов в канале связи с помощью кода расширения, относящегося к конкретному переданному сигналу, который выделяют из канала связи. Кроме того, если коды расширения ортогональны по отношению друг к другу, полученный сигнал может быть коррелирован с определенным кодом расширения, так что происходит усиление только нужного сигнала, относящегося к определенному коду расширения, в то время как другие сигналы не усиливаются.

Широкополосные системы, как и другие системы связи, часто подвержены искажениям, обусловленным многолучевым распространением, при котором несколько копий переданного сигнала принимаются из-за множественных отражений радиолучей с различными задержками, усилением и в разных фазах. Наиболее оптимальны для приема широкополосных сигналов с многолучевым распространением приемники типа RAKE, хорошо известные в данной области техники. Приемник типа RAKE состоит из "пальцев", оптимально объединяющих отдельные радиолучи в приемнике. В общем случае приемник типа RAKE является аналогом согласованного фильтра, в котором необходимо оценить усиление радиоволн на каждом "пальце" подобно тому, как это производится в отводах согласованного фильтра, с целью изготовить приемник типа RAKE для точного приема переданного сигнала. Поскольку переданный сигнал подвергается многочисленным искажениям на своем пути к приемнику (эффект многолучевого распространения, рэлеевское замирание и т.п.), приемник должен оценивать усиление на траектории радиоволны, используя искаженный переданный сигнал. Очевидно, что качество конечного принятого сигнала зависит от оценки усиления радиоволны на "пальце" приемника типа RAKE.

Таким образом, существует потребность в приемнике, в особенности в приемнике типа RAKE, который мог бы точно оценить усиление по отдельной траектории радиоволны для каждого "пальца" приемника типа RAKE, не прибегая при этом к искаженному переданному сигналу.

На фиг. 1 представлена часть когерентного приемника типа RAKE, оценивающего усиление по траектории радиоволны в соответствии с изобретением: на фиг. 2 изображена гиперболическая тангенциальная функция tanh(x).

Лучший вариант осуществления изобретения.

В соответствии с изобретением описана схема оценки усиления по траектории по принципу "слепого блока", основанная на критерии максимального правдоподобия. Схема является "слепой", потому что не используются предварительные жесткие решения по кодированной информации (например кодированной информации из искаженного переданного сигнала). Вместо этого используется форма мягких решений. В данном случае предлагается "блоковая" схема, поскольку производится комплексная оценка усилений по траекториям для отдельного блока, например блока B выходных сигналов коррелятора. В предпочтительном варианте реализации изобретения приемник, эффективно использующий схему оценки усиления по траектории по принципу "слепого блока" является когерентным приемником типа RAKE, примененным в системе связи коллективного доступа с кодовым разделением (CDMA). В варианте реализации, представленном в качестве примера, осуществляется передача блоков данных, состоящих из B=36 кодированных битов, длящихся 1,26 мс и отделенных от других блоков псевдослучайными временными интервалами. Схема оценки усиления по траектории "слепого блока" позволяет избежать недостатков обычных систем CDMA, в которых может отсутствовать уверенность в непрерывной передаче, на которой можно было бы основывать схему прогнозирования конечной импульсной характеристики фильтровального типа. Одним из результатов данной или любой другой схемы оценки, не опирающийся на знание переданных символов данных, является неопределенность фазы в оценках. В результате информационные разряды должны быть закодированы дифференциально, и ошибки будут иметь тенденцию к возникновению попарно.

Когерентный приемник типа RAKE требует точной оценки многолучевых компонентов канала, чтобы добиться их оптимального комбинирования в когерентной широкополосной системе радиосвязи. Приемник обрабатывает сложные значения выходных сигналов корреляторов или согласованных фильтров

от L различных многолучевых компонентов или антенн для разнесенного приема. Обычно L равно от 1 до 4. В формуле (1)n является фактором времени, N - количество элементов коллективного доступа на закодированный бит, Tc - интервал между элементами, y(t) - сложная принятая форма волны, включающая полезный сигнал и шум, s(t) - код расширения CDMA для полезного сигнала, t_m - временная задержка для m-й траектории (предполагается ее точная оценка), * - означает сложное сопряжение. Каждая выборка U_m(n) может быть представлена в виде

U_m(n)=C(n)f_m(n)+V_m(n)

где C(n) = 1 и является неизвестным двоично закодированным разрядом и V_m(n) - сложный образец шума. Шум V_m(n) на практике включает в себя интерференцию сигналов CDMA, тепловой шум и прочие многолучевые компоненты при задержках на различных траекториях (ожидаемая доля прочих многолучевых компонентов, должна быть небольшой, если последовательность расширения имеет низкие побочные максимумы автокорреляции и значение N велико).

Цель заключается в нахождении оценочных значений { (n), m=1,2 ... L, n= 1,2,..,B} усиления по траектории в случае блока B последовательных выходных сигналов коррелятора {U_m(n), m=1,2,... L, n=1,2...B} для задержки по данной траектории. После нахождения такой оценки приемник типа RAKE образует значение сигнала



передаваемого далее на декодер для последующей обработки.

Комплекс L значений коэффициентов усиления по траектории f_m может претерпевать существенные изменения по времени за счет доплеровского эффекта. Кроме того, внутриканальные помехи могут привести к значительному усилению компонентов шума в {(U_m(n)}. Оценки должны быть получены из блока из B последовательных выборок U_m(n), где B обычно составляет около 36, в соответствии с длительностью 1,25 мс в системе CDMA со скоростью передачи данных 9,6 кБ/с и с применением коэффициента 1/3 двоичного кода. Кроме того, указанные оценочные значения должны быть получены при отсутствии знаний или окончательных оценок c(n) (т.е. без использования искаженного переданного сигнала).

Схема оценки "слепого блока" может быть выведена и оценена на основе максимального правдоподобия. На фиг. 1 показана часть когерентного приемника типа RAKE, который оценивает усиление по траектории в соответствии с изобретением. Блок из B образцов сохраняют в рециркуляционной линии задержки или ином запоминающем устройстве.

Далее следует описание итеративного алгоритма для обработки этого блока с целью получения оценок { для m=1,2...L и n=1,2...B}.

1) Начать с параметров a_m(i)=1, b_m(i)=0, m=1,...L, i=1.

2) Начать i-ю итерацию, как показано в точке 1 на фиг. 1. путем аппроксимирования f_m(n) по



a_m(i) является i-ой итерационной оценкой среднего значения f_m(n) в блоке, а b_m(i) является i-ой итерационной оценкой скорости его изменения (крутизны). Длительность блока принимается достаточно малой по сравнению с изменениями времени по траектории с возможностью ее близкому к линейному изменению во времени.

3) Получить "мягкое решение" (n, i), как показано в точке 2 фиг. 1, следующим образом:



где tanh(. ..), как изображено на фиг. 2, является гиперболической тангенциальной функцией, которая действует как усилитель, работающий в режиме насыщения или мягкий ограничитель; ²_v/2 является оценочной характеристикой приемника дисперсии реальной и мнимой частей комплексных выборок шума.

4) Умножить (n, i) на (1/B)U_m(n), как показано в точке 3 на фиг. 1, и аккумулировать для получения значения



5) Умножить (n, i) на (12/B(B²-1))(n-(B+1)/2U_m(n), как показано в точке 4 на фиг. 1, и аккумулировать для получения



6) Обновить a_m(i) и b_m(i) по i-ой итерации, как показано в точках 5 и 6 на фиг. 1 соответственно, пользуясь стохастическим алгоритмом аппроксимации:

a_m(n,i+1)=a_m(n,i)-K_i(a_m(n,i)-p_m(a,b))

b_m(n,i+1)=b_m(n,i)-K_i(b_m(n,i)-q_m(a,b))

где K_i=i/(i+K), а K является подходящей постоянной, например, равной 20.

7) Увеличивать i на 1 и возвращаться к шагу (2) до тех пор, пока i не достигнет заданного значения, например 30.

После завершения итерации величину оценки дает выражение (4). Наличие неопределенности знака (1) в данном и в любом другом алгоритмах оценки не допускает использования истинных битов {c(n)}. Поэтому необходимо применить дифференциальное кодирование битов. После завершения i-ой итерации оказывается обработанным весь блок из B выходных сигналов согласованного фильтра U_m(n) и получаются соответствующие мягкие решения (n,i) для обновления a_m(i) и b_m(i).

Выражения для a_m(i) и b_m(i) выводятся следующим образом. Формула оценки усиления по траектории предназначена для определения вектора, представляющего величины комплексных коэффициентов усиления по отводам, в данном случае u, вектора, представляющего B выходных сигналов согласованного фильтра. Таким образом, как было указано выше, в качестве критерия оптимизации выбрана максимальная вероятность (ML), т.е.

где

является условной плотностью распределения u данных .

Ряд из B c(n), которые содержатся в u, обозначен вектором c. Компоненты c принимаются как +1 или -1 независимо и с одинаковой вероятностью. Тогда



где



Усиление по траектории f_m(n) изменяется во времени n из-за доплеровского эффекта. Так, например, доплеровская частота 85 Гц соответствует скорости транспортного средства около 60 миль/ч (96 км/ч) и несущей частоте около 900 МГц. Длительность передачи блока B в 1,25 мс соответствует в таком случае примерно 11% одного доплеровского цикла. В течение этого короткого временного интервала имеет смысл аппроксимировать изменение f_m(n), линейное по n, т.е.

где

a_m и b_m являются фиксированными параметрами, подлежащими оценке; a является усредненным усилением по траектории на m-й траектории в блоке b и является скоростью изменения или крутизной. Количественный показатель (B+1)/2, появляющийся в выражении (11), был выбран таким образом, чтобы суммирование второго члена в (11) от 1 до B давало нуль. Проблема оценки теперь заключается в максимизации относительно векторов a и b, которые представляют {a_m} и {b_m}.

Выполнив усреднение в выражении (9) в отношении независимых случайных переменных {c(n)=1} получаем



Для максимизации относительно a и b принимаем производные относительно a и b равными нулю, чтобы получить



для m=1,2,...,L, и



для m=1,2...L.

Аргументом тангенциальной функции в выражениях (13) и (14) является выданный сумматором траектории типа RAKE результат оценок траектории, приведенный в формуле (11). При высоком отношении сигнал-шум (т.е. ²_v стремящемся к нулю) тангенциальная функция в (13) и (14) приближается к функции sgnx1 и таким образом она будет представлять жесткое предварительное решение по c(n) на основе выходных сигналов приемника типа RAKE. Выражения (13) и (14) можно интерпретировать как взвешенные средние значения произведений u(n) и соответственно, с мягкими решениями (определяемыми тангенциальной функцией) по c(n). Необходимо также отметить, что в оценках будет иметь место неопределенность 1; таким образом, как было отмечено ниже, возникает необходимость в дифференциальном кодировании битов данных.

Уравнения (13) и (14) являются нелинейными уравнениями, которые необходимо решить для получения a_m и b_m. Они могут быть переписаны как

a-p(a,b)=0

b-q(a,b)=0

где

p(a, b) и q(a, b) являются L-размерными векторами, чьи m-е компоненты располагаются с правой стороны выражений (13) и (14) соответственно. Эти уравнения могут быть решены итеративно с использованием стохастического аппроксимирования; например при i-ой итерации

a(i)=(1-k_i)a(i-1)+k_ip(a(i-1),b(i-1))

b(i)=(1-k_i)b(i-1)+k_iq(a(i-1),b(i-1))

где

k_i - размеры убывающего шага; например k_i=1/(i+1).

Необходимо отметить, что одним решением этих уравнений является a=b=0. Однако анализ показал, что данное решение соответствует минимуму функции вероятности, и поэтому нет опасности того, что стохастический алгоритм аппроксимации при ненулевом исходном значении сведется к решению.

Схема оценки усиления по траектории "слепого блока" делает возможной когерентную модуляцию с кодированием с использованием двухпозиционной фазовой манипуляции для цифровой сотовой системы связи CDMA, работающей в условиях быстрого замирания с ограниченной интерференцией. В результате моделирования процесса было зафиксировано улучшение приблизительно на 3 дБ по сравнению с некогерентными ортогональными схемами, которые используют в обратном канале систем связи CDMA. Кроме того, схема не зависит от наличия предварительного выбора данных и основана на передаче по блокам, а не на непрерывной передаче. Кроме того, когерентный режим работы делает возможным применение схемы с единственным согласованным фильтром на приемнике, согласованном с подходящей последовательностью расширения. Это позволит упростить синхронизацию и облегчить быстрое реагирование на внезапное появление и исчезновение многолучевых компонентов, связанных с движением транспортного средства в городских условиях.

Выше приведен и описан конкретный пример осуществления изобретения, допускающий различные изменения и дополнения, не выходящие за пределы существа и объема изобретения, которые очевидны специалистам в данной области техники. Например, в альтернативных вариантах схема может включать систему отслеживания слабых траекторий, которые после выявления исключаются из последующего рассмотрения. Это может быть сделано, поскольку обнаружено, что незначительную роль играет включение в выражение (3) траектории, которых относительно невелико. Кроме того, гиперболическая тангенциальная функция, появляющаяся в выражении (5) и на фиг. 2, может быть аппроксимирована с помощью цифровой справочной таблицы, помещенной в постоянное запоминающее устройство, или мягким ограничительным устройством.