способ квазикогерентного приема сигнала

Формула изобретения

1. Способ квазикогерентного приема сигнала, заключающийся в том, что на интервале приема полезного сигнала, который включает информационные и пилот символы, формируют последовательность комплексных коэффициентов корреляции, вычисляя корреляцию входного сигнала и известной кодовой последовательности на интервалах длительности каждого символа, по сформированной последовательности комплексных коэффициентов корреляции формируют оценку значений информационных символов на интервале приема полезного сигнала, формируют оценку комплексной амплитуды полезного сигнала, умножая соответствующий комплексный коэффициент корреляции на величину, комплексно сопряженную полученной оценке значения информационного символа, отличающийся тем, что выполняют n итераций оценки значений информационных символов на интервале приема полезного сигнала, последовательно уточняя указанные оценки, при этом на каждой итерации по комплексным коэффициентам корреляции и оценкам значений информационных символов с предыдущей итерации формируют уточненные оценки комплексной амплитуды полезного сигнала, по совокупности сформированных уточненных оценок комплексной амплитуды полезного сигнала формируют ее улучшенные оценки, улучшенные оценки комплексной амплитуды полезного сигнала используют для формирования уточненных оценок значений информационных символов данной итерации.

2. Способ по п.1, отличающийся тем, что число итераций n является либо заранее установленным, либо случайным, в последнем случае уточнение оценок значений информационных символов выполняют до тех пор, пока они не перестанут изменяться.

3. Способ по п.1, отличающийся тем, что улучшенную оценку комплексной амплитуды полезного сигнала формируют по имеющимся оценкам комплексной амплитуды сигнала методом линейной регрессии.

4. Способ по п.1, отличающийся тем, что улучшенную оценку комплексной амплитуды полезного сигнала формируют по имеющимся оценкам комплексной амплитуды сигнала с использованием параметрических функций.

5. Способ по п. 4, отличающийся тем, что в качестве параметрической функции используют полином.

6. Способ по п.1, отличающийся тем, что формирование улучшенной оценки комплексной амплитуды полезного сигнала производят путем фильтрации имеющихся оценок комплексной амплитуды полезного сигнала на интервале приема.

7. Способ по п.6, отличающийся тем, что параметры фильтра выбирают так, чтобы минимизировать среднеквадратичное отклонение оценки комплексной амплитуды полезного сигнала от ее истинного значения.

Описание изобретения к патенту

Изобретение относится к области радиотехники, в частности к способам квазикогерентного приема сигнала в системах связи с кодовым разделением каналов и используется в приемных устройствах базовой и мобильной станций.

Применение цифровой обработки сигналов в системах беспроводной связи позволяет увеличить эффективность использования спектра частот, а также расширить сервисные возможности средств связи. В настоящее время параллельно разрабатываются несколько стандартов глобальной цифровой связи, среди которых следует отметить европейский стандарт UMTS [TR 101112 v3.2.0 (1998-04) Universal Mobile Telecommunication System (UMTS); Selection procedures for the choice of radio transmission technologies for the UMTS (UMTS 30.03 version 3.2.0), Ю.M.Горностаев. Мобильные системы третьего поколения. М.: Международный центр научной и технической информации, 1998.

Концепция прямого канала UMTS предполагает использование персонального пилот-сигнала в виде последовательностей пилот-символов, периодически вставляемых в сообщение каждого пользователя. Такой подход позволяет увеличить помехоустойчивость прямого канала в условиях частотно селективного фединга и упростить формирование лучей диаграммы направленности умной антенны базовой станции.

В системе UMTS применена QPSK модуляция, для демодуляции которой необходим пилот-сигнал и когерентный демодулятор. Разработка соответствующего демодулятора осложняется рядом факторов. Во-первых, отсутствием в прямом канале UMTS мощного и непрерывного пилот-сигнала, как, например, в прямом канале системы IS-95. Во-вторых, высоким уровнем внутрисистемных помех. В-третьих, быстрым федингом сигнала, частота которого зависит от скорости движения абонентской станции. Частота фединга может быть значительной, поскольку одним из требований к системе UMTS является поддержка связи с абонентом, перемещающимся со скоростью до 500 км/ч. В этих условиях комплексная амплитуда сигнала может значительно изменяться в течение интервала времени между обучающими пилот-группами, что существенно усложняет задачу квазикогерентного приема.

Известен способ квазикогерентного приема с восстановлением несущей методом интерполяции оценок комплексной амплитуды полезного сигнала, полученных по пилот-группам в начале каждого слота символов, которые следуют с частотой 1600 Гц, описанный в статье Wideband coherent DS-CDMA. Kogi Ohno, Mamoru Sawahashi and Fumiyuki Adachi. IEEE, 1995, 0-7803-2742-X/95, p. 779-783. Этот способ заключается в оценке комплексной амплитуды сигнала по каждой принимаемой пилот-группе, после чего осуществляют интерполяцию комплексной амплитуды сигнала в каждом слоте по двум соседним оценкам комплексной амплитуды сигнала. Результаты интерполяции используют для приема информационных символов слота.

Однако указанный способ может быть применен не для всех скоростей движения абонентской станции, а только для тех, при которых комплексная амплитуда сигнала коррелированна, по крайней мере, в течение одного слота. Одним из требований современных стандартов сотовой связи является поддержка связи с абонентом, перемещающимся со скоростью до 500 км/ч. При подобных скоростях движения абонента использовать этот метод невозможно, поскольку длительность слота символов значительно превышает интервал корреляции полезного сигнала. Таким образом, имеющихся пилот-символов принципиально не достаточно для восстановления несущей внутри слота.

Наиболее близким к предлагаемому способу является способ, приведенный в статье P. Y. Kam, P.Sinha and A.M.C.Kan. Adaptive digital coherent receiver for MPSK. Electronics Letters, 22nd October 1992, Vol.28, N 22, p. 2099-2101.

В данной статье описывается цифровой когерентный приемник М мерной фазовой манипуляции. Он использует алгоритм формирования опорного сигнала для квазикогерентного демодулятора, основанный на принципе решающей обратной связи. Способ, который реализует этот квазикогерентный приемник, заключается в следующем:

на заданном интервале приема, который включает информационные и известные пилот-символы в начале интервала приема, формируют последовательность комплексных коэффициентов корреляции, вычисляя корреляцию входного сигнала с известной кодовой последовательностью на интервалах длительности каждого символа,

формируют оценки комплексной амплитуды полезного сигнала на интервале длительности пилот-символов, умножая соответствующие комплексные коэффициенты корреляции на величины, комплексно сопряженные известным пилот-символам,

фильтруют L оценок комплексной амплитуды полезного сигнала, примыкающих к первому информационному символу, формируя опорный сигнал

демодулируют первый информационный символ, примыкающий к пилот-символам, перемножая соответствующий комплексный коэффициент корреляции на величину комплексно-сопряженную опорному сигналу

формируют оценку принятого информационного символа по результату демодуляции,

формируют оценку комплексной амплитуды полезного сигнала на интервале этого информационного символа, умножая соответствующий комплексный коэффициент корреляции на величину, комплексно сопряженную полученной оценке информационного символа,

формируют опорный сигнал для демодуляции каждого следующего информационного символа, используя L примыкающих оценок комплексной амплитуды полезного сигнала.

Недостатками такого способа приема является влияние ошибочно оцененных информационных символов на формирование опорного сигнала для приема следующих символов. В результате вероятность ошибки при приеме символа возрастает по мере удаления от известных пилот-символов, расположенных в начале интервала приема, что обуславливает достаточно высокую среднюю вероятность ошибки. Для ослабления этого эффекта надо уменьшать вероятность ошибочного приема символа, т.е. увеличивать требуемое отношение сигнал-шум, что в результате приводит к снижению емкости системы связи. Другой недостаток приведенного способа обусловлен тем, что опорный сигнал для приема текущего символа рассчитывается по предыдущим символам, т.е. предсказывается, а при любом прогнозе возможны ошибки предсказания.

Задача, которую решает предлагаемое изобретение, - это увеличение помехоустойчивости приема сигнала и соответственно увеличение емкости системы связи в условиях быстрого фединга и пилот-сигнала в виде пилот-символов, периодически вставляемых в сообщение.

Для решения поставленной задачи в способ квазикогерентного приема сигнала, заключающийся в том, что на интервале приема, который включает информационные и пилот-символы, формируют последовательность комплексных коэффициентов корреляции, вычисляя корреляцию входного сигнала с известной кодовой последовательностью на интервалах длительности каждого символа, по сформированной последовательности комплексных коэффициентов корреляции формируют оценку информационных символов на интервале приема, формируют оценку комплексной амплитуды полезного сигнала, умножая соответствующий комплексный коэффициент корреляции на величину, комплексно сопряженную полученной оценке символа,

дополнительно вводят следующие операции:

выполняют n итераций оценки информационных символов на интервале приема, последовательно уточняя указанные оценки,

при этом на каждой итерации по комплексным коэффициентам корреляции и оценкам информационных символов с предыдущей итерации формируют уточненные оценки комплексной амплитуды полезного сигнала,

по совокупности сформированных уточненных оценок комплексной амплитуды полезного сигнала формируют ее улучшенные оценки,

улучшенные оценки комплексной амплитуды полезного сигнала используют для формирования уточненных оценок информационных символов данной итерации.

Число итераций n является либо заранее установленным, либо случайным, в последнем случае уточнение оценок информационных символов выполняют до тех пор, пока они не перестанут изменяться.

Улучшенную оценку комплексной амплитуды полезного сигнала формируют по имеющимся оценкам комплексной амплитуды сигнала с использованием параметрических функций, параметры которой определяют методом линейной регрессии. В качестве параметрической функции может быть использован, например, полином.

Формирование улучшенной оценки комплексной амплитуды полезного сигнала можно производить и путем фильтрации улучшенных оценок комплексной амплитуды полезного сигнала на интервале приема, причем параметры фильтра выбирают так, чтобы минимизировать среднеквадратичное отклонение оценки комплексной амплитуды полезного сигнала от ее истинного значения.

Сопоставительный анализ способа квазикогерентного приема с прототипом показывает, что предлагаемое изобретение существенно отличается от прототипа, так как при одинаковом отношении сигнал-шум позволяет уменьшить вероятность ошибки при приеме сигнала и тем самым позволяет увеличить емкость системы связи.

Сопоставительный анализ заявляемого способа с другими техническими решениями в данной области техники не позволил выявить признаки, заявленные в отличительной части формулы изобретения. Следовательно, заявляемый способ квазикогерентного приема отвечает критериям "новизна", "техническое решение задачи", "существенные отличия" и обладает неочевидностью решения.

Изобретение иллюстрируется следующими графическими материалами.

Фиг. 1 - структурная схема устройства квазикогерентного приема.

Фиг. 2 - прием информационных символов слота по частям.

Фиг. 3 - пример принимаемого системой связи слотового формата данных.

Фиг. 4 - вариант выполнения блока первоначальной оценки.

Фиг. 5 - принцип формирования первоначальных оценок в принимаемом блоке.

Фиг. 6 - вариант выполнения блока итераций.

Фиг. 7 - второй вариант выполнения блока итераций.

Фиг. 8 - зависимость изменения отношения сигнал-шум в оценке комплексной амплитуды сигнала на интервале каждого информационного символа.

Фиг. 9 - зависимости вероятности ошибки от отношения сигнал-шум.

Предлагаемый способ заключается в следующем:

на заданном интервале приема, который включает информационные и пилот-символы, формируют последовательность комплексных коэффициентов корреляции, вычисляя корреляцию входного сигнала с известной кодовой последовательностью на интервалах длительности каждого информационного символа,

по сформированной последовательности комплексных коэффициентов корреляции формируют первоначальную оценку информационных символов на интервале приема,

формируют оценку комплексной амплитуды полезного сигнала, на интервалах длительности каждого информационного символа, умножая соответствующий комплексный коэффициент корреляции на величину, комплексно сопряженную полученной оценке символа,

выполняют n итераций оценки информационных символов на интервале приема, последовательно уточняя указанные оценки,

при этом на каждой итерации по комплексным коэффициентам корреляции и оценкам информационных символов с предыдущей итерации формируют уточненные оценки комплексной амплитуды полезного сигнала,

по совокупности сформированных уточненных оценок комплексной амплитуды полезного сигнала формируют ее улучшенные оценки,

улучшенные оценки комплексной амплитуды полезного сигнала используют для формирования уточненных оценок информационных символов данной итерации.

Число итераций n является либо заранее установленным, либо случайным, в последнем случае уточнение оценок информационных символов выполняют до тех пор, пока они не перестанут изменяться.

Улучшенную оценку комплексной амплитуды полезного сигнала формируют по имеющимся оценкам комплексной амплитуды сигнала с использованием параметрических функций, параметры которой определяют методом линейной регрессии. В качестве параметрической функции может быть использован, например, полином.

Формирование улучшенной оценки комплексной амплитуды полезного сигнала можно производить и путем фильтрации улучшенных оценок комплексной амплитуды полезного сигнала на интервале приема, причем параметры фильтра выбирают так, чтобы минимизировать среднеквадратичное отклонение оценки комплексной амплитуды полезного сигнала от ее истинного значения.

Структурная схема устройства квазикогерентного приема, реализующего предлагаемый способ, представлена на фиг. 1, где обозначено:

1 - комплексный перемножитель,

2 - первый сумматор,

3 - второй сумматор,

4 - первая линия задержки,

5 - вторая линия задержки,

6 - генератор ПСП,

7 - блок первоначальной оценки информационных символов,

8 - блок итераций.

Устройство содержит комплексный перемножитель 1, на первый и второй входы которого поступают косинусоидальная и синусоидальная составляющие квадратурного входного сигнала. Третий и четвертый входы комплексного перемножителя 1 соединены соответственно с выходами генератора ПСП 6. Первый и второй выходы комплексного перемножителя 1 соединены с первыми входами первого 2 и второго 3 сумматоров. Выход первого сумматора 2 соединен с вторым своим входом и с входом первой линии задержки 4, М выходов которой соединены с первой группой входов блока первоначальной оценки информационных символов 7 и с первой группой входов блока итераций 8. Выход второго сумматора 3 соединен со вторым своим входом и входом второй линии задержки 5, М выходов которой соединены со второй группой входов блока первоначальной оценки 7 и со второй группой входов блока итераций 8.

Задачей блока первоначальной оценки 7 является формирование первоначальных грубых оценок информационных символов, которые затем будут улучшаться в блоке итераций 8. Блок итераций 8 позволяет лишь в некоторой степени повысить точность оценок информационных символов. При этом, чем выше точность первоначальных оценок, тем выше точность окончательных оценок на выходе блока итераций 8.

Первоначальная оценка информационных символов может быть выполнена с помощью различных алгоритмов. В частности при высокой частоте фединга, когда интервал корреляции комплексной амплитуды сигнала меньше одного слота, и она не может быть восстановлена при использовании только пилот-символов, для целей первоначальной оценки может быть использован описанный выше алгоритм с решающей обратной связью.

В случае слотового формата передаваемых данных для получения максимальной помехоустойчивости алгоритма с решающей обратной связью его можно использовать для демодуляции слота на двух встречных направлениях. Для этого информационную часть слота разбивают на две части. Часть слота, которая примыкает к пилот-группе своего слота демодулируют со стороны этой пилот-группы. Вторую часть слота демодулируют со стороны пилот-группы следующего слота. Этот подход иллюстрируется фиг. 2.

Демодуляция в каждом из двух направлений может быть осуществлена с помощью блока первоначальной оценки информационных символов 7, структурная схема которого показана на фиг. 4, где обозначено:

9 - первый комплексный перемножитель,

10 - первый узел комплексного сопряжения,

11 - решающий узел,

12 - второй узел комплексного сопряжения,

13 - второй комплексный перемножитель,

14 - линия задержки,

15 - узел предсказаний.

Блок оценки информационных символов 7 содержит последовательно соединенные первый комплексный перемножитель 9, первый вход которого является входом блока 7, а второй вход соединен с выходом первого узла комплексного сопряжения 12, решающий узел 10, выход которого является выходом блока 7, второй узел комплексного сопряжения 11, второй комплексный перемножитель 13, выход которого соединен со входом линии задержки 14. Выходы линии задержки 14 соединены со входами узла предсказаний 15.

Рассмотрим применение заявляемого способа в системе связи, в которой применяется формат данных, показанный на фиг. 3. Передаваемые символы разбиты на слоты по N комплексных символов (a + jb) в каждом, причем первые N_p символов являются пилот-символами, имеющие известные на приемной стороне значения. Остальные N-N_p символов слота являются информационными, значения которых требуется оценивать на приемной стороне. Рассмотрим случай QPSK модуляции. В этом случае возможными значениями символов являются a=1, b=1.

Заявляемый способ осуществляет оценку "в целом" всех информационных символов на интервале приема. Поскольку интервал приема имеет длительность сеанса связи, прием "в целом" на всем интервале, как правило, на практике невозможен, например, вследствие недопустимой временной задержки данных. Решением этой проблемы является разбиение входной последовательности символов на блоки по М символов в каждом и применение заявляемого способа приема независимо к каждому из этих блоков. Ниже рассмотрен вариант разбивки на блоки, при котором в начале и конце каждого блока расположена пилот-группа. Данный подход иллюстрируется фиг. 3, на котором размер блока данных равен одному слоту и пилот-группе следующего слота.

Квадратурный сигнал на первых входах комплексного перемножителя 1 на интервале i-го символа _i имеет следующий вид

r_i(t)= A(t) e^j(t) g_i(t)_i+n(t) , (1)

где g_i(t) - известная расширяющая последовательность; _i= a_i+jb_i- - передаваемый комплексный символ; A(f), (t)- - амплитуда и фаза фединга, n(t) - аддитивный белый гауссовский шум с односторонней спектральной плотностью мощности N₀/2.

На вторые входы комплексного перемножителя 1 поступает известная кодовая последовательность с соответствующих выходов генератора кодовой последовательности 6. Реальная и мнимая части сигналов с выхода комплексного перемножителя 1 поступают соответственно на входы первого и второго сумматоров 2 и 3, которые осуществляют накопление входного сигнала на интервале одного символа. По этой причине выходы сумматоров 2 и 3 соединены с их вторыми входами. В конце каждого символьного интервала на выходах сумматоров 2 и 3 формируются реальная и мнимая части комплексного коэффициента корреляции x_i,



где - полезная составляющая комплексного коэффициента корреляции; T_i - длина символьного интервала _i; помеховая составляющая комплексного коэффициента корреляции.

Реальная и мнимая части комплексных коэффициентов корреляции поступают в первую и вторую линии задержки 4 и 5, соответственно. Линии задержки 4 и 5 представляют собой устройства памяти типа многоразрядного регистра сдвига с возможностью доступа к содержимому каждой ячейки. Каждая линия задержки содержит М ячеек памяти. Соответственно обе линии задержки могут одновременно хранить М комплексных коэффициентов корреляции. После запоминания комплексных коэффициентов корреляции, соответствующих очередному блоку из М символов в линиях задержки 4 и 5, содержимое всех ячеек указанных линий задержки считывается блоком первоначальной оценки 7.

Блок первоначальной оценки информационных символов 7 (см. фиг. 4) выполняет оценку информационных символов с помощью алгоритма приема с решающей обратной связью. Входным сигналом этого блока являются М комплексных коэффициентов корреляции. На интервале принимаемого блока расположено (M-N_p)/N слотов (в блоке находится нецелое число слотов из-за пилот-группы в конце блока (см. фиг. 5)). В блоке первоначальной оценки 7 каждый слот принимается независимо с помощью алгоритма решающей обратной связи и описанного выше двухпроходного принципа приема слота. Принцип формирования первоначальных оценок в принимаемом блоке символов показан на фиг. 5.

Все (M-N_p)/2N половинок слота обрабатываются одинаковым образом. Рассмотрим работу блока первоначальной оценки 7 для приема одной половины информационной части одного слота. На вход комплексного перемножителя 9 последовательно поступают комплексные коэффициенты корреляции. Каждый комплексный коэффициент корреляции перемножается с соответствующим ему опорным сигналом на втором входе комплексного перемножителя 9. Результат поступает в решающий узел 10, который формирует оценку соответствующего символа (требуемая первоначальная оценка). Сформированная таким образом оценка поступает на вход узла комплексного сопряжения 11. Поскольку первые N_p коэффициентов корреляции соответствуют известным пилот-символам, то обратная связь разорвана и на вход узла комплексного сопряжения 11 поступают априорно известные пилот-символы. Комплексный перемножитель 13 перемножает комплексный коэффициент корреляции на комплексно сопряженную оценку символа, формируя, таким образом, оценку комплексной амплитуды полезного сигнала на данном символьном интервале. Полученные оценки комплексной амплитуды полезного сигнала поступают на вход линии задержки 14, в которой запоминается L последних оценок комплексной амплитуды полезного сигнала. L оценок комплексной амплитуды полезного сигнала с выхода линии задержки 14 поступают на вход узла предсказания 15, который рассчитывает значение опорного сигнала на интервале следующего информационного символа. Рассчитанный таким образом опорный сигнал после операции комплексного сопряжения в узле 12 поступает на второй вход комплексного перемножителя 9.

Узел предсказания 15 может реализовывать различные алгоритмы предсказания комплексной амплитуды сигнала на следующем символьном интервале, основываясь на ее оценках на L предшествующих символьных интервалах. В качестве примера его реализации рассмотрим следующий алгоритм. На небольших временных интервалах комплексная амплитуда сигнала может быть аппроксимирована степенным полиномом R-го порядка, где оптимальный порядок полинома R<L зависит от частоты фединга. L оценок комплексной амплитуды сигнала являются входными данными для алгоритма полиномиальной регрессии по методу наименьших квадратов (см. Ю.Н.Тюрин, А.А.Макаров. Статистический анализ данных на компьютере. Под ред. В.Э. Фигурнова, М.: ИНФРА-М, 1998). Найденный в результате регрессии полином, аппроксимирующий комплексную амплитуду сигнала на рассматриваемом интервале, используют для предсказания комплексной амплитуды сигнала на следующем L+1 интервале.

Принципиальным для заявляемого квазикогерентного алгоритма приема является наличие блока итераций 8. Поэтому для лучшего понимания принципа работы заявляемого способа приема рассмотрим два возможных варианта выполнения блока итераций 8. Первый вариант реализует способ формирования улучшенной оценки комплексной амплитуды полезного сигнала с помощью метода линейной регрессии. Второй вариант реализует формирование улучшенной оценки комплексной амплитуды с помощью более общего метода фильтрации.

Рассмотрим в начале первый вариант. Структурная схема устройства согласно этому варианту представлена на фиг. 6, где обозначено:

16 - оперативное запоминающее устройство,

17- первые узлы комплексного сопряжения,

18 - первые комплексные перемножители,

19 - узел регрессии,

20 - вторые узлы комплексного сопряжения,

21 - вторые комплексные перемножители,

22 - решающие узлы,

23 - блок управления,

24 - формирователь флага готовности.

Блок итераций 8 содержит оперативное запоминающее устройство 16, на М входов которого поступают жесткие решения с блока первоначальной оценки информационного символа 7. М выходов ОЗУ 16 через соответствующие узлы комплексного сопряжения 17-1 - 17-M соединены с первыми входами комплексных перемножителей 18-1 - 18-М, на вторые входы которых поступают комплексные коэффициенты корреляции с линий задержки 4 и 5. Выходы комплексных перемножителей 18-1 - 18-М соединены с М входами узла регрессии 19. Выходы узла регрессии 19 через соответствующие узлы комплексного сопряжения 20-1 - 20-М соединены с первыми входами комплексных перемножителей 21-1 - 21-М, на вторые входы которых поступают комплексные коэффициенты корреляции. Выходы комплексных перемножителей 21-1 - 21-М соединены с входами решающих узлов 22-1 - 22-М, выходы которых соединены с другой группой М входов оперативного запоминающего устройства 16, на которые поступают жесткие решения с блока итераций 8. Выходы решающих узлов 22-1 - 22-М являются также и выходами блока итераций 8. Адресный вход оперативного запоминающего устройства 16 соединен с выходом блока управления 23, второй выход которого соединен с входом формирователя флага готовности 24. Выход формирователя флага готовности 24 является также выходом блока итераций 8.

Рассмотрим работу блока итераций 8. Входными сигналами блока итераций являются М комплексных коэффициентов корреляции с выходов линий задержки 4 и 5, соответствующие символам принимаемого блока символов, а также М первоначальных оценок этих символов, сформированных блоком первоначальной оценки 7.

Первоначальные оценки информационных символов вместе с известными пилот-символами используются для формирования оценок комплексной амплитуды сигнала на каждом символьном интервале внутри общего интервала приема. При этом оценка комплексной амплитуды на каждом символьном интервале формируется в соответствии с выражением



где верхний индекс обозначает номер итерации; (z)^*или z^*- комплексное сопряжение величины z.

Формирование первоначальных оценок комплексной амплитуды сигнала на каждом символьном интервале в структурной схеме на фиг. 6 реализовано с помощью следующих блоков: ОЗУ 16, узлы комплексного сопряжения 17-1 -17-M, комплексные перемножители 18-1 - 18-М. При этом указанные оценки формируются на выходах комплексных перемножителей 18-1 - 18-М.

Полученные первоначальные оценки комплексной амплитуды сигнала обладают низким отношением сигнал-шум и должны быть сглажены. Для этого они поступают в узел регрессии 19, где на их основе формируются улучшенные оценки комплексной амплитуды сигнала на каждом символьном интервале. Алгоритм формирования улучшенных оценок заключается в следующем. В силу гладкости комплексной амплитуды сигнала она может быть аппроксимирована степенным полиномом



где К - порядок комплексного степенного полинома.

В блоке 19 рассчитываются векторы коэффициентов комплексного степенного полинома который удовлетворяет условию минимума Евклидового расстояния до первоначальных оценок комплексной амплитуды сигнала

При этом порядок полинома К<М может быть выбран заранее, например, исходя из известной или оцененной частоты фединга. За улучшенную оценку комплексной амплитуды полезного сигнала на i-м символьном интервале принимают значение определенного таким образом полинома на этом интервале



Верхний индекс "(1)" обозначает номер итерации.

Полученные таким образом улучшенные оценки комплексной амплитуды на каждом символьном интервале используются для повторной оценки информационных символов на соответствующих интервалах, формируя оценки информационных символов на данной итерации



где DR(z) - обозначает решающее правило, с помощью которого по решающей статистике z выносится решение о значении соответствующего информационного символа . Например, в рассматриваемом случае QPSK модуляции один QPSK символ содержит два бита а и b - один в реальной, а другой в мнимой части. Каждый бит может принимать значение +1 или -1. Поэтому решающее правило оценки этих битов имеет вид



Полученные после первой итерации оценки информационных символов принимают за первоначальные для второй итерации и повторяют описанный порядок действий для получения оценок информационных символов второй итерации и. д. В результате выражения (3), (5) и (6), которые описывают алгоритм работы блока итераций, для произвольной j-й итерации принимают следующий вид.

Исходные данные для блока регрессии в j-й итерации (уточненные на j-й итерации оценки комплексной амплитуды сигнала)



Улучшенные оценки комплексной амплитуды сигнала на j-й итерации



Улучшенные в результате j-й итерации оценки информационных символов





Приведенная итеративная процедура оценки информационных символов нуждается в критерии остановки. Очевидно, что улучшение оценки информационных символов имеет предел и после некоторого числа итераций, улучшение оценки прекращается. Поэтому можно использовать следующие два критерия остановки. Согласно первому критерию остановка алгоритма происходит тогда, когда оценки информационных символов любых двух итераций не отличаются ни в одном символе. Однако этот критерий имеет недостаток, обусловленный случайностью числа итераций до остановки. При реализации в аппаратуре удобно установить фиксированное число итераций, по выполнении которого следует производить остановку итеративного алгоритма, а оценки информационных символов с последней итерации принимать за окончательные. В структурной схеме на фиг. 6 тот или другой критерий остановки реализован в блоке управления 23, который дает команду на формирование флага готовности формирователем 24, по которому окончательные оценки информационных символов считываются внешним устройством с выхода блока итераций 8.

В рассмотренном варианте реализации заявляемого способа приема выходными сигналами блока итераций на фиг. 6 являются жесткие решения об информационных символах. В общем случае выходными сигналами могут быть, например, мягкие решения или мягкие и жесткие решения одновременно. Мягкие решения с выхода квазикогерентного демодулятора обычно требуются для последующего декодирования в системе с кодированием информации.

Рассмотренный вариант блока итераций 8 является лишь одним из возможных. Для лучшего понимания принципа итеративного квазикогерентного приема рассмотрим другой вариант выполнения блока итераций 8, использующий другой алгоритм формирования улучшенной оценки комплексной амплитуды полезного сигнала.

Данный вариант выполнения блока итераций 8 показан на фиг. 7, где обозначено:

25 - оперативное запоминающее устройство,

26 - узлы комплексного сопряжения,

27 - первые комплексные перемножители,

28 - вторые комплексные перемножители,

29 - селектор,

30 - блок управления,

31 - узел установки весовых коэффициентов,

32 - сумматор,

33 - дополнительный узел комплексного сопряжения,

34 - дополнительный комплексный перемножитель,

35 - формирователь флага готовности,

36 - решающий узел.

Блок итераций 8 по второму варианту содержит оперативное запоминающее устройство 25, на М входов которого поступают жесткие решения с блока первоначальной оценки информационного символа 7. М выходов ОЗУ 25 являются выходами блока итераций 8 и через соответствующие узлы комплексного сопряжения 26-1 - 26-М соединены с первыми входами комплексных перемножителей 27-1 - 27-М, на вторые входы которых поступают комплексные коэффициенты корреляции с линий задержки 4 и 5. Выходы комплексных перемножителей 27-1 - 27-М соединены с входами М вторых комплексных перемножителей 28-1 - 28-М, выходы которых соединены с М входами сумматора 32. Выход сумматора 32 через узел комплексного сопряжения 33 соединен с входом комплексного перемножителя 34, второй вход которого соединен с выходом селектора 29. На М входов селектора 29 поступают комплексные коэффициенты корреляции с линий задержки 4 и 5. Выход комплексного перемножителя 34 соединен с входом решающего узла 35, выход которого соединен с входом данных оперативного запоминающего устройства 25. Выход блока управления 30 соединен с адресным входом оперативного запоминающего устройства 25, с входом узла установки весовых коэффициентов 31, и с информационным входом селектора 29, на который поступает номер информационного символа. Второй выход блока управления 30 соединен с входом формирователя флага готовности 36, выход которого является выходом блока 8.

Блок итераций 8 по второму варианту работает следующим образом.

Аналогично первому варианту блока итераций 8 первоначальные оценки информационных символов вместе с известными пилот-символами используются для формирования оценок комплексной амплитуды сигнала на каждом символьном интервале внутри общего интервала приема. При этом алгоритм оценки комплексной амплитуды полезного сигнала на каждом символьном интервале как и прежде описывается выражением (3)



где как и прежде значение верхнего индекса обозначает номер итерации.

Формирование первоначальных оценок комплексной амплитуды сигнала на каждом символьном интервале в структурной схеме на фиг. 7 реализовано с помощью следующих блоков: ОЗУ 25, узлы комплексного сопряжения 19-1 - 19-М, комплексные перемножители 26-1 - 26-М. При этом указанные оценки формируются на выходах комплексных перемножителей 26-1 - 26-М.

Полученные первоначальные оценки комплексной амплитуды сигнала на каждом символьном интервале имеют низкое отношение сигнал-шум. Повышения отношения сигнал-шум в оценках комплексной амплитуды полезного сигнала можно добиться с помощью фильтрации первоначальных оценок. Фильтрация может быть выполнена во временной области посредством свертки последовательности первоначальных оценок комплексной амплитуды сигнала с импульсной характеристикой фильтра. Могут использоваться различные фильтры, в качестве примера ниже рассмотрено использование фильтра с близкой к прямоугольной в частотной области амплитудно-частотной характеристикой. Выбор такого фильтра обусловлен тем фактом, что согласно известным моделям фединга, например, Джейкса (см. Связь с подвижными объектами в диапазоне СВЧ. Под ред. У.К. Джейкса. М.: Связь, 1979), спектр фединга примерно равномерен в полосе доплеровских частот. Импульсная характеристика такого фильтра во временной области описывается функцией вида sin(x)/x. Из условия реализуемости импульсная характеристика указанного фильтра, имеющая бесконечную длительность, должна быть усечена до некоторой конечной длины, как это показано на фиг. 8. На фиг. 8 также проиллюстрирован процесс увеличения отношения сигнал-шум в оценке комплексной амплитуды сигнала на интервале каждого информационного символа, посредством свертки последовательности первоначальных оценок с импульсной характеристикой фильтра. В центре используемого алгоритмом блока данных расположен подынтервал, содержащий информационные символы, оцениваемые с помощью описываемого итеративного алгоритма. Как видно из фиг. 8, размер используемого блока данных задается длиной импульсной характеристики применяемого фильтра.

Указанная операция фильтрации в структурной схеме на фиг. 7 реализована с помощью узла установки весовых коэффициентов 31, комплексных перемножителей 28-1 - 28-М и сумматора 32.

На каждой итерации после операции фильтрации формируются улучшенные оценки комплексной амплитуды полезного сигнала которые используются для формирования улучшенной оценки информационных символов



Процесс улучшения оценок информационных символов носит итеративный характер и как в случае предыдущего варианта исполнения блока итераций может быть описан с помощью выражений (8) - (10). Остановка итеративного алгоритма выполняется по тем же критериям, что были предложены ранее при описании первого варианта исполнения блока итераций 8. После итеративной оценки информационных символов на временном интервале, расположенном в центре используемого блока данных (см. фиг. 8), окно обработки смещается вправо на длину указанного интервала, и информационные символы в указанном интервале оцениваются таким же образом.

Приведенные две реализации блока итераций, использующие различные алгоритмы формирования улучшенной оценки комплексной амплитуды сигнала, демонстрируют идею итеративного алгоритма квазикогерентного приема. При квазикогерентном приеме решаются две задачи. Первая из них заключается в восстановлении несущей сигнала (комплексной амплитуды) на интервале приема. При восстановленной комплексной амплитуде сигнала и при условии независимости информационных символов оптимальным является их посимвольная оценка. В заявляемом способе для восстановления несущей используется вся доступная полезная энергия, которая заключена в пилот- и в информационных символах. Данный подход позволяет, во-первых, улучшить точность оценки комплексной амплитуды сигнала и, во-вторых, позволяет осуществлять прием при высокой частоте фединга, когда пилот-символов принципиально недостаточно для восстановления несущей внутри слота.

На фиг. 9 приведены кривые зависимости вероятности ошибки от отношения сигнал-шум на бит для двух рассмотренных алгоритмов работы блока итераций 8, полученные с помощью компьютерного моделирования. Моделирование было выполнено для частоты фединга 880 Гц, которая при частоте несущей 2 ГГц соответствуют скорости движения абонента 500 км/ч. Указанная скорость движения абонента приведена в требованиях на проектирование аппаратуры UMTS и представляет собой наиболее жесткие условия приема. В случае линейной регрессии принимаемый в "целом" блок данных включал один слот и пилот-группу следующего слота (в одном слоте 6 информационных и 4 пилот QPSK символов, длительность слота 0.625 мс). В случае фильтрации оценка "в целом" производилась также информационной части одного слота (оцениваемые информационные символы на фиг. 8), но для целей формирования улучшенной оценки использовалось большее, чем в случае линейной регрессии число символов (используемый временной интервал на фиг. 8).

В случае линейной полиномиальной регрессии (кривая "Регрессия") наибольшую помехоустойчивость дает использование полинома 3-го порядка для аппроксимации комплексной амплитуды сигнала на интервале оценки. В случае фильтрационного подхода (кривая "Фильтрация") в качестве импульсной характеристики фильтра использовалась функция где F_h = 1030 Гц.

Как видно из фиг. 9 применение обоих походов позволяет получить высокую помехоустойчивость приема, которая значительно выше, чем у прототипа. При этом помехоустойчивость фильтрационного подхода оказалась лучше, чем у регрессионного, за счет использования при формировании улучшенной оценки комплексной амплитуды сигнала значительно большего временного интервала.

Таким образом, применение заявляемого способа в случае высоких скоростей движения абонента позволяет обеспечить величину емкости системы связи, которая недостижима при использовании известных алгоритмов.