устройство синхронизации часов

Формула изобретения

1. Устройство синхронизации часов, содержащее геостационарный ИСЗ-ретранслятор, первый и второй наземные пункты, каждый из которых содержит последовательно соединенные эталон времени и частоты, первый гетеродин, первый смеситель, второй вход которого через последовательно включенные дуплексер и первый усилитель мощности соединен с приемопередающей антенной, усилитель первой промежуточной частоты, первый клиппер, второй вход которого соединен со вторым выходом эталона времени и частоты, первый блок памяти и коррелятор, выход которого является первым выходом устройства, последовательно подключенные к первому выходу эталона времени и частоты второй гетеродин, второй смеситель, второй вход которого через переключатель соединен с первым выходом генератора псевдошумового сигнала, усилитель второй промежуточной частоты и второй усилитель мощности, выход которого соединен с входом дуплексера, последовательно подключенные к третьему выходу эталона времени и частоты генератор псевдошумового сигнала, второй клиппер, второй вход которого соединен со вторым выходом эталона времени и частоты, и второй блок памяти, выход которого соединен со вторым входом коррелятора, отличающееся тем, что в него введены первый и второй амплитудные ограничители, селектор, синхронный детектор, перемножитель, полосовой фильтр, фазовый детектор, аналоговый и цифровой дескремблеры, причем между выходом усилителя первой промежуточной частоты и входом первого клиппера последовательно включены селектор и первый амплитудный ограничитель, между вторым выходом генератора псевдошумового сигнала и входом второго клиппера включен второй амплитудный ограничитель, к выходу первого амплитудного ограничителя последовательно подключены синхронный детектор, второй вход которого соединен с выходом селектора, и аналоговый дескремблер, выход которого является вторым выходом устройства, к выходу первого амплитудного ограничителя последовательно подключены перемножитель, второй вход которого соединен с вторым выходом первого гетеродина, полосовой фильтр, фазовый детектор, второй вход которого соединен с выходом второго гетеродина, и цифровой дескремблер, выход которого является третьим выходом устройства.

2. Устройство синхронизации часов по п.1, отличающееся тем, что генератор псевдошумового сигнала выполнен в виде последовательно включенных задающего генератора высокой частоты, фазового манипулятора, второй вход которого через цифровой скремблер соединен с источником дискретного сообщения, амплитудного модулятора, второй вход которого через аналоговый скремблер соединен с источником аналогового сообщения, и полосового усилителя с двумя выходами.

3. Устройство синхронизации часов по п.1, отличающееся тем, что селектор выполнен в виде последовательно включенных первого измерителя ширины спектра, блока сравнения, второй вход которого через второй измеритель ширины спектра соединен с выходом удвоителя фазы, порогового блока и ключа, выход которого является выходом селектора, причем второй вход ключа, входы удвоителя фазы и первого измерителя ширины спектра объединены и являются входом селектора.

Описание изобретения к патенту

Изобретение относится к технике связи и может быть использовано в радиоинтерферометрии со сверхдлинными базами, в службе единого времени и частоты, а также для обмена конфиденциальной дискретной и аналоговой информацией между наземными пунктами, разнесенными на большие расстояния, с использованием геостационарного ИСЗ-ретранслятора и защитой указанной информации от несанкционированного доступа.

Известны устройства синхронизации часов (авт. свид. СССР 591.799, 614.416, 970.300, 1.180.835, 1.244.632, 1.278.800, патенты РФ 2.001.423, 2.003.157, 2.040.035; B.C.Губанов, А.М.Финкельштейн, П.А.Фридман. Введение в радиоастрономию. - М., 1983 и другие).

Из известных устройств наиболее близким к предлагаемому является "Устройство синхронизации часов" (патент РФ 2.001.423, G 04 С 11/02, 1992), которое и выбрано в качестве прототипа.

Указанное устройство обеспечивает сличение шкал времени, разнесенных на большие расстояния, и основано на использовании дуплексного метода связи через геостационарный ИСЗ-ретранслятор. Основное достоинство дуплексного метода связи состоит в том, что в нем исключается длина трассы прохождения сигнала. Поэтому его точность в основном зависит от параметров бортового ретранслятора, типа используемого сигнала и техники измерения временных интервалов.

Однако известное устройство не обеспечивает возможности для обмена конфиденциальной дискретной и аналоговой информацией между наземными пунктами.

Целью изобретения является расширение функциональных возможностей устройства синхронизации путем обмена конфиденциальной дискретной и аналоговой информацией между наземными пунктами и ее защиты от несанкционированного доступа.

Поставленная цель достигается тем, что в устройство синхронизации часов, содержащее геостационарный ИСЗ-ретранслятор, первый и второй наземные пункты, каждый из которых содержит последовательно соединенные эталон времени и частоты, первый гетеродин, первый смеситель, второй вход которого через последовательно включенные дуплексер и первый усилитель мощности соединен с приемопередающей антенной, усилитель первой промежуточной частоты, первый клиппер, второй вход которого соединен со вторым выходом эталона времени и частоты, первый блок памяти и коррелятор, выход которого является первым выходом устройства, последовательно подключенные к первому выходу эталона времени и частоты второй гетеродин, второй смеситель, второй вход которого через переключатель соединен с первым выходом генератора псевдошумового сигнала, усилитель второй промежуточной частоты и второй усилитель мощности, выход которого соединен с входом дуплексера, последовательно подключенные к третьему выходу эталона времени и частоты генератор псевдошумового сигнала, второй клиппер, второй вход которого соединен со вторым выходом эталона времени и частоты, и второй блок памяти, выход которого соединен со вторым входом коррелятора, введены первый и второй амплитудные ограничители, селектор, синхронный детектор, перемножитель, полосовой фильтр, фазовый детектор, аналоговый и цифровой дескремблеры, причем между выходом усилителя первой промежуточной частоты и входом первого клиппера последовательно включены селектор и первый амплитудный ограничитель, между вторым выходом генератора псевдошумового сигнала и входом второго клиппера включен второй амплитудный ограничитель, к выходу первого амплитудного ограничителя последовательно подключены синхронный детектор, второй вход которого соединен с выходом селектора, и аналоговый дескремблер, выход которого является вторым выходом устройства, к выходу первого амплитудного ограничителя последовательно подключены перемножитель, второй вход которого соединен с вторым выходом первого гетеродина, полосовой фильтр, фазовый детектор, второй вход которого соединен с выходом второго гетеродина, и цифровой дескремблер, выход которого является третьим выходом устройства.

На фиг. 1 представлена структурная схема предлагаемого устройства синхронизации; на фиг.2 - геометрическая схема расположения ИСЗ-ретранслятора S и двух наземных пунктов А и В; на фиг.3 - временная диаграмма дуплексного метода сличения часов; на фиг.4 - частотная диаграмма, поясняющая процесс преобразования частоты синхронизирующего сигнала; на фиг.5 - структурная схема генератора псевдошумового сигнала; на фиг.6 - структурная схема селектора; на фиг.7 - структурная схема аналогового скремблера, использующего метод частотной инверсии; на фиг.8 - представлены спектры входного (а) и преобразованного (б) сигналов; на фиг.9 изображены временные диаграммы, поясняющие принцип работы предлагаемого устройства синхронизации часов.

Устройство синхронизации часов содержит геостационарный ИСЗ-ретранслятор S, первый А и второй В наземные пункты, каждый из которых содержит эталон 1 времени и частоты, первый 2 и второй гетеродины, приемопередающую антенну 4, дуплексер 5, первый усилитель мощности 6, первый смеситель 7, усилитель 8 первой промежуточной частоты, первый клиппер 9, первый блок 10 памяти, коррелятор 11, генератор 12 псевдошумового сигнала, переключатель 13, второй смеситель 14, усилитель 15 второй промежуточной частоты, второй усилитель мощности 16, второй клиппер 17, второй блок 18 памяти, селектор 19, первый 20 и второй 21 амплитудные ограничители, синхронный детектор 22, аналоговый дескремблер 23, перемножитель 24, полосовой фильтр 25, фазовый детектор 26 и цифровой дескремблер 27.

Генератор 12 псевдошумового сигнала содержит задающий генератор 28 высокой частоты, источник 29 дискретного сообщения, цифровой скремблер 30, фазовый манипулятор 31, источник 32 аналогового сообщения, аналоговый скремблер 33, амплитудный модулятор 34 и полосовой усилитель 35.

Селектор 19 содержит удвоитель фазы 36, первый 37 и второй 38 измерители ширины спектра, блок сравнения 39, пороговый блок 40 и ключ 41.

Аналоговый скремблер 33, использующий метод частотной инверсии, содержит тактовый генератор 42, делитель-формирователь 43, полосовой фильтр 44, балансный модулятор 45, аналоговый коммутатор 46, сумматор 47 и фильтр 48 низкой частоты.

Устройство работает следующим образом. На пункте А с помощью генератора 12 формируется псевдошумовой сигнал СВЧ а1 (фиг. 3) с комбинированной фазовой манипуляцией и амплитудной модуляцией (ФМн-АМ). С этой целью напряжение высокой частоты (фиг.9, а)

u_c(t) = U_ccos(2f_ct+_c), 0tT_c.

где U_c, f_c, _c, Т_c - амплитуда, несущая частота, начальная фаза и длительность сигнала;

с выхода задающего генератора 28 поступает на первый вход фазового манипулятора 31, на второй вход которого подается модулирующий код M(t) (фиг. 9, б) с выхода цифрового скремблера 30. Вход последнего соединен с источником 29 дискретного сообщения. На выходе фазового манипулятора 31 образуется фазоманипулированный (ФМн) сигнал (фиг.9, в)

u₁(t) = U_ccos[2f_ct+_k(t)+_c], 0tT_c,

где _k(t) = {0,} - манипулируемая составляющая фазы, отображающая закон фазовой манипуляции в соответствии с модулирующим кодом M(t), причем _k(t) = const при k_э<t<(k+1)_э и может изменяться скачком при t = k_э, т.е. на границах между элементарными посылками (к=1, 2,.., N); _эN - длительность и количество элементарных посылок, из которых составлен сигнал длительностью Т_с (Т_с=N).

Этот сигнал поступает на первый вход амплитудного модулятора 34, на второй вход которого подается модулирующая функция m(t) (фиг. 9, г) с выхода аналогового скремблера 33. Вход последнего соединен с источником 32 аналогового сообщения. На выходе амплитудного модулятора 34 образуется псевдошумовой сигнал с комбинированной фазовой манипуляцией и амплитудной модуляцией (ФМн-AM) (фиг.9, д)

u₂(t) = U_c[1+m(t)]cos[2f_ct+_k(t)+_c], 0tT_c,

где m(t) - модулирующая функция, отображающая закон амплитудной модуляции.

Цифровой 30 и аналоговый 33 скремблеры реализуют криптографические методы, которые являются наиболее эффективными методами защиты конфиденциальной дискретной и аналоговой информации.

Криптографические методы защиты информации - это специальные методы шифрования, кодирования и преобразования информации, в результате которых ее содержание становится недоступным без предъявления ключа криптограммы и обратного преобразования.

При цифровом способе закрытия передаваемого сообщения можно условно выделить четыре основные группы:

1) подстановка - символы дискретного сообщения заменяются другими символами в соответствии с заранее определенным правилом;

2) перестановка - символы дискретного сообщения переставляются по некоторому правилу в пределах заданного блока передаваемого дискретного сообщения;

3) аналитическое преобразование - шифруемое сообщение преобразуется по некоторому аналитическому правилу;

4) комбинированное преобразование - исходное дискретное сообщение шифруется двумя или большим числом способов шифрования.

При аналоговом скремблировании сигнал подвергается следующим преобразованиям:

1) частотная инверсия;

2) частотная перестановка;

3) временная перестановка.

В качестве примера на фиг. 7 представлена структурная схема аналогового скремблера, использующего метод частотной инверсии. Устройство состоит из тактового генератора 42, вырабатывающего сигнал частотой 7 кГц, делителя-формирователя несущей 3,5 кГц, аналогового коммутатора 46, балансного модулятора 45, входного полосового фильтра с полосой пропускания f_min=300-f_max= 3000 Гц, сумматора 47, балансного модулятора 45 и фильтр 48 низкой частоты. На фиг.8 представлены спектры входного (а) и преобразованного (б) сигналов, где f_o=3500 Гц.

Сформированный сигнал U₂(t) поступает на первый вход смесителя 14, на второй вход которого подается напряжение второго гетеродина, стабилизированного эталоном 1 частоты и времени

u_г2(t) = U_г2cos(2f_г2+_г2).

При этом переключатель 13 замкнут, а аналогичный переключатель на пункте В разомкнут. На выходе смесителя 14 образуется напряжение комбинационных частот.

Усилителем 15 выделяется напряжение суммарной частоты



где

К₁ - коэффициент передачи смесителя;

f_пр2=f₁=f_c+f_r2 - вторая промежуточная частота;

_пр2 = _c+ _г2;

которое усиливается в усилителе мощности 16 и излучается через дуплексер 5 и антенну 4 в направлении ИСЗ-ретранслятор на частоте f₁. Вместе с тем этот же сигнал ограничивается по амплитуде в ограничителе амплитуды 21

u₃(t) = U_ocos[2f_пр2t+_k(t)+_пр2], 0tT_c,

где U_о - порог ограничения;

клиппируется во втором клиппере 17 и записывается в буферный блок 18 памяти.

Работа клиппера 17 синхронизуется эталоном 1 частоты и времени.

Принятый бортовым приемником геостационарного ИСЗ-ретранслятора сигнал переизлучается обратно на пункты А и В на частоте f₂ с сохранением фазовых соотношений во всей полосе частот сигнала. Диаграмма направленности бортовой антенны геостационарного ИСЗ-ретранслятора выбирается так, чтобы этот сигнал мог быть принят в обоих пунктах А и В.

Принятый в пункте А антенной 4 ретранслированный геостационарным ИСЗ-ретранслятором сигнал (сигнал ₂)

u₄(t) = U₄[1+m(t)]cos[2f₂t+_k(t)+_пр2],

усиливается первым усилителем 6 мощности и поступает на первый вход первого смесителя 7, на второй вход которого подается напряжение первого гетеродина 2, стабилизированного эталоном 1 частоты и времени

u_г1(t) = U_г1cos(2f_г1+_г1).

На выходе смесителя 7 образуются напряжения комбинационных частот. Усилителем 8 выделяется напряжение первой промежуточной частоты (разностной частоты)



где

f_пр1=f_r1-f₂ - первая промежуточная частота;

_gh1 = _u1- _gh2.

Это напряжение поступает на вход селектора 19, состоящего из удвоителя 36 фазы, измерителей 37 и 38 ширины спектра, блока 39 сравнения, порогового блока 40 и ключа 41. При этом на выходе удвоителя 36 фазы, в качестве которого может использоваться перемножитель, на два входа которого подается одно и то же напряжение u_пр1(t) образуется следующее напряжение

u₅(t) = U₅(t)cos(4f_пр1t+2_пр1), 0tT_c,

где U₅(t)=U_пр1 ²[1+m(t)]².

Так как 2_k(t) = {0,2}, то в указанном напряжении фазовая манипуляция уже отсутствует.

Ширина спектра ФМн-AM-сигнала f_c определяется длительностью _э элементарных посылок f_c = 1/_э. Тогда как ширина спектра его второй гармоники определяется длительностью Т_c сигнала f₂=1/Т_c; т.е. ширины спектра второй гармоники f₂ в N раз меньше ширины спектра f_c входного сигнала f_c/f₂ = N, где N - количество элементарных посылок (для кода Баркера N=7, для m - последовательности N=1023).

Следовательно, при удвоении фазы спектра ФМн-АМ-сигнал "сворачивается" в N раз. Это обстоятельство и позволяет обнаружить сложный сигнал с комбинированной фазовой манипуляцией и амплитудной модуляцией и применять новый вид селекции - структурную селекцию.

Ширина спектра f_c входного ФМн-АМ-сигнала измеряется с помощью измерителя 37, а ширина спектра f₂ второй его гармоники измеряется с помощью измерителя 38. Напряжения U и U₂, пропорциональные f_c и f₂ соответственно, с выходов измерителей 37 и 38 ширины спектра поступают на два входа блока 39 сравнения. Так как U > > U₂, то на выходе блока 39 сравнения образуется положительный импульс, амплитуда которого превышает пороговое напряжение _пор в пороговом блоке 40. Положительный импульс на выходе блока 39 сравнения образуется в том случае, когда напряжения U и U₂, поступающие на два входа блока 39 сравнения, значительно отличаются по величине друг от друга. При приблизительном равенстве напряжений (U=U₂), что характерно для простых сигналов и помех, на выходе блока 39 сравнения напряжение отсутствует. Пороговое напряжение U_поp в пороговом блоке 40 выбирается таким, чтобы его не превышали случайные помехи. При превышении порогового уровня U_пор в пороговом блоке 40 формируется постоянное напряжение, которое поступает на управляющий вход ключа 41 и открывает его. В исходном состоянии ключ 41 всегда закрыт. При этом напряжение u_пр1(t) (фиг.9, е) через открытый ключ 41 с выхода усилителя 8 первой промежуточной частоты на вход амплитудного ограничителя 20 и на информационный вход синхронного детектора 22. На выходе амплитудного ограничителя 20 образуется напряжение (фиг. 9, ж)

u₆(t) = U_ocos[2f_пр1t-_k(t)+_пр1], 0tT_c,

которое представляет собой ФМн-АМ-сигнал и поступает на опорный вход синхронного детектора в качестве опорного напряжения, на управляющий вход клиппера 9 и на первый вход перемножителя 24. Работа клиппера 9 также синхронизируется тактовой частотой эталона 1 частоты и времени. Затем указанное напряжение регистрируется блоком 18 памяти.

На выходе синхронного детектора 22 образуется низкочастотное напряжение (фиг. 9, з)

u_н1(t)=U_н1[1+m(t)],

где

К₂ - коэффициент передачи синхронного детектора;

пропорциональное модулирующей функции m(t).

Это напряжение поступает на вход аналового дескремблера 23, принцип работы которого соответствует принципу работы аналогового скремблера 33, но имеет противоположный характер. На выходе дескремблера 23 (второй выход II устройства) образуется исходная информация источника 32 аналового сообщения.

На второй вход перемножителя 24 подается напряжение u_r2(t) гетеродина 2, на его выходе образуется напряжение (фиг.9, и)

u₇(t) = U₇cos[2f_г2t+_k(t)+_г2], 0tT_c,

где U₇=0,5K₃U_oU_r1;

К₃ - коэффициент передачи перемножителя;

которое представляет собой ФМн-сигнал на стабильной частоте второго гетеродина. Это напряжение выделяется полосовым фильтром 25 и поступает на информационный вход фазового детектора 26, па опорный вход которого подается напряжение u_r2(t) второго гетеродина 3.

На выходе фазового детектора 26 образуется низкочастотное напряжение (фиг.9, к)

u_н2(t) = U_н2cos_k(t),

где U_н2=0,5K₄U₇U_r2;

К₄ - коэффициент передачи фазового детектора;

пропорциональное модулирующему коду M(t) (фиг. 9, б). Это напряжение поступает на вход цифрового дескремблера 27, принцип работы которого соответствует принципу работы цифрового скремблера 30, но имеет противоположный характер. На выходе дескремблера 27 (третий выход III устройства) образуется исходная информация источника 29 дискретного сообщения.

Аналогичные операции осуществляются на пункте В. На втором шаге измерений (при передаче сигнала из пункта В), спустя какое-то время Т после окончания регистрации сигнала, переключатель 13 на пункте А размыкается, а на пункте В замыкается. В этот момент времени t₃ ^B=t₂ ^B+T генератор начинает формировать новый СВЧ-сигнал (сигнал ₃), который после соответствующего преобразования фиксируется на пункте В и излучается в направлении геостационарного ИСЗ-ретранслятора на частоте f₁. Принятый бортовым приемником ИСЗ-ретранслятора сигнал переизлучается обратно на пункты А и В на частоте f₂ с сохранением фазовых соотношений во всей полосе частот сигнала. Ретранслированный сигнал принимается в обоих пунктах, преобразуется в напряжение низкой частоты и регистрируется в моменты времени t₄ ^A и t₄ ^B соответственно (сигналы ₄,₄,). На этом заканчивается единичное измерение дуплексного метода. Затем в перерыве между актами измерений пары сигналов ₁,₂ и ₃,₄(₁,₂ и ₃,₄) подвергаются корреляционной обработке в корреляторе 11.

Корреляционная обработка двух пар зарегистрированных сигналов на каждом пункте позволяет определять следующие временные задержки:



и соответствующие им частоты интерференции F_i (i=l, 2, 3, 4), которые определяют производные этих задержек:



где

a_j, b_j (j=1, 2, 3) - время распространения сигнала между геостационарным ИСЗ-ретранслятором и пунктами А и В соответственно (фиг.2);

t_A, t_B - время задержки сигналов в излучающей аппаратуре обоих пунктов;

_A,_D - время задержки сигналов в приемно-регистрирующей аппаратуре;

S - время задержки сигналов бортовым ИСЗ-ретранслятором;

t= t₁ ^B-t₁ ^A - искомая разность показателей часов в один и тот же физический момент времени t.

Полагая a_j и b_j линейными функциями с производными из первых двух уравнений (1) получаем



где







- время задержки сигнала в атмосфере на частотах f₁ и f₂ соответственно;

- релятивистская поправка (эффект Саньяка);

- угловая скорость вращения Земли;

с - скорость света;

D - площадь четырехугольника OA"S"B", образуемого в экваториальной плоскости центром масс Земли, проекциями пунктов А", В" и геостационарного ИСЗ-ретранслятора S".

Поправку на подвижность геостационарного ИСЗ-ретранслятора во время единичного измерения проще всего свести к нулю соответствующим выбором свободного параметра Т



который следует в начале измерений рассчитать по приближенным эфемеридным данным, а затем уточнить по результатам текущих измерений.

Что касается поправки на аппаратурные задержки, то ее можно найти путем калибровки по методу "нулевой базы".

Атмосферная поправка также может быть учтена.

Релятивистская поправка может достигать 430 нс и изменяться в течение одних суток в пределах нескольких наносекунд. Легко показать, что для предварительного вычисления этой поправки с ошибкой 0,1 с координаты пунктов А и В необходимо знать с ошибкой не более 1 км, а координаты геостационарного ИСЗ-ретранслятора - с погрешностью до 7 км.

Оценим ошибки измерения временных задержек _i(i = 1,2,3,4).

Радиоинтерферометрическое отношение сигнал/шум определяется выражением



а ошибки измерения временной задержки и частоты интерференции F имеют вид:



где f - полоса принимаемых и регистрируемых частот псевдошумового сигнала;

Р_c, Р_ш - мощность сигнала и шума на входе приемника;

t_c - интервал когерентности сигнала при его ретрансляции.

Тогда для получения ошибки, например, 0,1нс, необходимо, чтобы Qf 5 10⁹. Например, при f=10 МГц получаем Q 500, что вполне достижимо даже при использовании наземных приемопередающих антенн малого диаметра. Для Q= 500 и f 100 МГц оказывается достаточным и t_c = 5 10^-6 с. Такое время когерентности обеспечивается уже при нестабильности гетеродина бортового ретранслятора _f = 210^-6.

Для вычисления разности показаний часов t по формуле (2) теперь достаточно обменяться между наземными пунктами А и В полученными цифровыми данными, что можно делать по каналам спутниковой связи через тот же геостационарный ИСЗ-ретранслятор. Как это показано выше.

Таким образом, предлагаемое устройство по сравнению с прототипом обеспечивает не только синхронизацию удаленных шкал времени, но и обмен конфиденциальной дискретной и аналоговой информацией между удаленными наземными пунктами и ее защиту от несанкционированного доступа. При этом защита указанной информации имеет три уровня: энергетический, структурный и криптографический. Энергетический и структурный уровни обеспечиваются применением сложных сигналов с комбинированной фазовой манипуляцией и амплитудной модуляцией, которые обладают высокой энергетической и структурной скрытностью.

Энергетическая скрытность данных сигналов обусловлена их высокой сжимаемостью во времени или по спектру при оптимальной обработке. Что позволяет снизить мгновенную излучаемую мощность. Вследствие этого используемый сложный сигнал в точке приема может оказаться замаскированным шумами. Причем энергия сложного сигнала отнюдь не мала, она просто распределена по частотно-временной области так, что в каждой точке этой области мощность сигнала меньше мощности шумов.

Структурная скрытность сложных сигналов с комбинированной фазовой манипуляцией и амплитудной модуляцией обусловлена большим разнообразием их форм и значительными диапазонами изменений параметров, что затрудняет оптимальную или хотя бы квазиоптимальную обработку сложных сигналов априорно неизвестной структуры с целью повышения чувствительности приемника.

Сложные сигналы с комбинированной фазовой манипуляцией и амплитудной модуляцией открывают новые возможности в технике передачи сообщений на одной несущей частоте и их защиты от несанкционированного доступа. Указанные сигналы позволяют применять новый вид селекции - структурную селекцию. Это значит, что появляется новая возможность выделять сложные сигналы среди других сигналов и помех, действующих в одной и той же полосе частот и в одни и те же промежутки времени. Данная возможность реализуется сверткой спектра сложных сигналов.

Криптографический уровень обеспечивается специальными методами шифрования, кодирования и преобразования конфиденциальной дискретной и аналоговой информации, в результате которых ее содержание становится недоступным без предъявления ключа криптограммы и обратного преобразования.

Следовательно, функциональные возможности известного устройства синхронизации часов значительно расширены.