транзисторный электронный ключ с повышенным кпд

Формула изобретения

Транзисторный электронный ключ для инверторов напряжения, выполненный по двухтактной схеме, с активно - индуктивной нагрузкой, отличающийся тем, что введены замыкающие конденсаторы, включенные параллельно силовым транзистором, и резисторы обратной связи, включенные между коллекторами или стоками силовых транзистора и блокирующими входами формирователей управляющих сигналов этих транзисторов.

Описание изобретения к патенту

Изобретение относится к электротехнике и может быть использовано в инверторах, собранных по трехфазовой или однофазной мостовой схеме в нагруженных на активно-индуктивную нагрузку, которой могут быть асинхронные электродвигатели или трансформаторы.

Известно, что в электронный ключах (ЭК) двухтактных инверторов напряжения могут возникать сквозные токи и скачки напряжения при разрыве индуктивных токов. Кроме того, в процессе включения и выключения транзистор кратковременно находится в режиме усиления, и потери энергии на нем могут достигать недопустимо больших значений, если не предприняты специальные меры.

Предлагаемое техническое решение, кроме исключения сквозных токов и скачков напряжений, позволяет напряжение на транзисторах на время их включения и выключения поддерживать близкими к нулю, что приводит к значительному уменьшению динамических потерь энергии на электронных ключах (ЭК) и повышению КПД инвертора. При этом интервал между выключением и включением пары транзисторов, токоопасной по сквозным токам, автоматически устанавливается минимально допустимым для данного режима работы ЭК.

Наиболее близким по технической сущности к изобретению является преобразователь переменного тока для питания индуктора (RU 2040105, H 02 M 5/458, 7/5387, Бюл. 20 от 20.07.95), содержащий однофазный мостовой выпрямитель со сглаживающим фильтром, однофазный мостовой инвертор на транзисторах, зашунтированных конденсаторами и замыкающими диодами, и схему управления, состоящую из двух функциональных частей. Первая часть, включающая задающий генератор, делитель частоты и два выходных каскада, формирует сигнал на выключение и включение силовых транзисторов по логике мостового однофазного инвертора без задержек на включение. Вторая часть, включающая два датчика напряжения, два триггера Шмидта и две ключевые схемы, задерживает включение очередной пары транзисторов до момента перезаряда параллельных конденсаторов.

Недостатком прототипа является возможность включения одного из двух транзисторов, не контролируемых датчиками напряжения раньше, чем разрядится его параллельный конденсатор. В результате этот конденсатор практически мгновенно разрядится через собственный параллельный транзистор, который он обязан "защищать". При небольших дисбалансах это приведет к снижению КПД, при больших - к "выгоранию" транзистора. Это объясняется тем, что каждая пара транзисторов, токоопасная по сквозным токам, имеет свою скорость переходных процессов. Перезаряд параллельных конденсаторов каждой токоопасной пары начинается в разное время, а именно после окончания времени выключения своего очередного транзистора, которое у каждого транзистора свое, особенно а учетом рассасывания избыточных носителей биполярных транзисторов. Время перезаряда самих параллельных конденсаторов каждой токоопасной пары тоже будет свое по причине неидентичности параметров (емкостей) конденсаторов. В результате одна токоопасная пара будет более "быстрая", а другая - более "медленная". В прототипе контроль окончания перезаряда конденсаторов ведется только по одной паре, после чего сигнал на включение подается на обе пары, хотя в "медленной" паре конденсатор, параллельный включаемому транзистору, может быть еще не разряжен.

Задачей изобретения является повышение КПД транзисторных инверторов параллельными конденсаторами.

Это достигается за счет того, что контроль окончания разряда параллельных конденсаторов производится на каждом транзисторе. Технически это осуществляется введением резисторов отрицательной обратной связи, каждый из которых включен между коллектором (стоком) контролируемого транзистора и запрещающим входом его формирователя управляющего сигнала. Сопротивление резистора выбирается таким, чтобы его транзистор мог включиться только при напряжении на его коллекторе (стоке) лишь немного большим, чем напряжение насыщения. Кроме функции контроля напряжения резисторы отрицательной обратной связи участвуют в процессе формирования крутого фронта управляющего сигнала, так как благодаря им включение и выключение транзисторов будет происходить по принципу триггера. Последнее становится возможным при наличии гальванической развязки в формирователях управляющего сигнала. Например, в двухтактном усилителе (А. с. СССР 987791, кл. H 03 F 3/26, Бюл. 1 от 7.01.85), где нет гальванической развязки, аналогичные резисторы снимают блокировку с включаемого транзистора после и благодаря выключению запираемого транзистора.

На чертеже приведены электрические схемы инверторов с предлагаемыми электронными ключами. Электрическая схема мостового инвертора (фиг.1,а) содержит четыре транзистора 1-4 с параллельными замыкающими диодами 5 и конденсаторами 6, которые переключаются формирователями управляющего сигнала 7 по логике мостового инвертора. На вход каждого формирователя 7 подается управляющий сигнал от задающего генератора 8 и запрещающий сигнал с сопротивления обратной связи 9, при наличии которого формирователь 7 закрыт и не пропускает управляющий сигнал. Порог закрытия формирователя запрещающим сигналом выбирается с некоторым запасом (несколько больше напряжения насыщения открытого транзистора). Выходная диагональ моста подключена к нагрузке 10.

Инвертор работает следующим образом. Предположим в какой-то момент времени транзисторы 1 и 4 открыты, это значит, что напряжения на них и на параллельных им конденсаторах 6 равны напряжению насыщения, поэтому их управляющие сигналы будут свободно проходить через формирователи 7. Напряжение питания через открытые транзисторы 1 и 4 приложено к нагрузке 10 в полярности: "плюс" - слева, "минус" - справа.

При переключении управляющий сигналов (на формирователи 7 управляющих сигналов транзисторов 1 и 4 поступят запирающие сигналы, а на формирователи 7 транзисторов 2 и 3 - отпирающие), транзисторы 2 и 3 остаются закрытыми, так как будут закрыты их формирователи 7 напряжением собственных коллекторов через сопротивления обратной связи 9, что исключает сквозные токи. Спустя время рассасывания транзисторы 1 и 4 начинают закрываться, и ток через них уменьшается. При этом скачка напряжения на них не будет, так как подключенные параллельно им конденсаторы 6 разряжены. Индуктивный ток нагрузки 10 производит перезарядку конденсаторов 6. В интервале выключения транзисторов, при правильном выборе емкости C конденсаторов 6, напряжение на них остается в пределах, лишь незначительно отличающихся от напряжения насыщения, то есть формируется траектория выключения, близкая к идеальной.

После выключения транзисторов 1 и 4, то есть при закрытых всех четырех транзисторах, индуктивный ток нагрузки произведет окончательную перезарядку конденсаторов 6. Это значит, что конденсаторы 6 транзисторов 1 и 4 зарядятся до напряжения питания, а на конденсаторах 6 транзисторов 2 и 3 разрядятся до напряжения на открытых диодах. Когда напряжение на конденсаторах 6 транзисторов 2 и 3 уменьшится до порога закрытия формирователей 7 управляющих сигналов, выходы формирователей 7 транзисторов 2 и 3 откроются, на транзисторы 2 и 3 поступят отпирающие сигналы управления и транзисторы 2 и 3 начнут открываться. Во время включения транзисторов 2 и 3 напряжения на них будут близки к нулю.

После перезарядки конденсаторов 6 дальнейшее протекание индуктивного тока 10 происходит по замыкающим диодам 5, при этом скачки напряжения на диодах из-за их инерционности будут таким же образом исключены конденсатором 6. Для исключения опасных режимов транзисторов в момент включения питания ток первоначального заряда замыкающих конденсаторов при включенном задающем генераторе должен быть ограничен величиной Iнас. При питании инвертора от выпрямителя эту задачу автоматически может выполнять токоограничивающий элемент выпрямительных диодов.

Величина емкости параллельных конденсаторов выбирается с учетом двух условий. С одной стороны, для минимизации коммутационных напряжений на транзисторе при его включении время перезаряда конденсаторов максимальным током нагрузки должно быть не меньше, чем время непосредственного выключения транзистора. С другой стороны, для того чтобы произошло включение очередной пары транзисторов, параллельные конденсаторы должны полностью перезаряжаться индуктивной составляющей минимального тока нагрузки. Чтобы не было больших задержек, желательно выбирать наименьшее допустимое значение емкости конденсаторов. Следовательно, необходимо выбирать емкость конденсатора, минимально допустимую по первому условию.

Если в процессе работы инвертора ток нагрузки превысит величину Iнас, т. е. хотя бы один из работающих транзисторов перейдет в усилительный режим, то все транзисторы автоматически закрываются и остаются закрытыми до тех пор, пока не будет снято напряжение питания и разряжены конденсаторы. Таким образом, предлагаемая схема инвертора одновременно осуществляет защиту электронных ключей от перегрузки.

Трехфазный вариант рассмотренной мостовой схемы обладает теми же способностями.

При использовании схемы инвертора со средней точкой (фиг.1,б.) замыкающие конденсаторы 6 будут заодно устранять скачки напряжения на закрывающемся транзисторе, вызванные индуктивностями рассеяния первичных полуобмоток, которые не устранимы в принципе замыкающими диодами, Это позволяет в схемах инверторов со средней точкой исключить цепочки, ограничивающие напряжение, и дополнительно повысить КПД данного типа инверторов. Таким образом, для схемы со средней точкой предлагаемый ЭК имеет дополнительные преимущества.