двухчастотный сумматор мощности

Формула изобретения

Двухчастотный сумматор мощности, содержащий два отрезка коаксиальных линий, первый и второй входы, полезную и балластную нагрузки, отличающийся тем, что отрезки коаксиальных линий расположены параллельно друг другу и имеют одинаковую длину, при этом в центре оплеток отрезков коаксиальных линий выполнен кольцевой зазор шириной, равной наружному радиусу оплетки, расстояние между жилами отрезков коаксиальных линий равно двум наружным диаметрам оплеток, смежные внутренние концы оплеток обоих отрезков коаксиальных линий в области зазоров, а также концы жил отрезков соединены между собой непосредственно, внешние концы оплетки одного из отрезков коаксиальных линий образуют первый вход и плечо подключения полезной нагрузки, внешние концы оплетки второго отрезка образуют второй вход и плечо подключения балластной нагрузки, причем входы расположены с противоположных сторон сумматора мощности, а расстояние между оплетками отрезков коаксиальных линий и корпусом сумматора рассчитано так, чтобы характеристическое сопротивление цилиндрических проводников оплетки было равно волновому сопротивлению отрезков коаксиальных линий.

Описание изобретения к патенту

Предлагаемое устройство относится к области техники сверхвысоких частот и может быть использовано в радиотехнических системах различного назначения в качестве элементной базы устройств селекции и уплотнения частотных каналов.

Актуальность разработки таких двухчастотных сумматоров мощности обусловлена все возрастающими требованиями к устройствам селекции и уплотнения систем связи, телекоммуникаций и радиолокации в отношении их широкополосности, массогабаритных показателей и технологичности. Для обеспечения предъявляемых ныне в дециметровом диапазоне волн требований необходимо реализовать компактные двухчастотные сумматоры мощности, пригодные для сложения в полезной нагрузке (в качестве которой чаще всего фигурирует антенна) не просто двух отдельных частот, а двух несущих частот со спектральных - составляющими, занимающими вокруг несущих частот полосы порядка октавы (соответствующий коэффициент перекрытия _с спектральных полос частот составляет величину порядка 2: _с2) при высоких показателях надежности и компактности. Возможна также ситуация, когда суммируемые одночастотные сигналы, не имея вокруг несущих частот спектральных составляющих, сами перестраиваются в диапазоне длин волн с коэффициентом перекрытия 2...3. Зачастую двухчастотные сумматоры мощности устанавливаются в непосредственной близости от излучателей антенны и подвергаются прямому воздействию неблагоприятных факторов окружающей атмосферы: дождю, снегу, инею, пыли, солнечной радиации и др.

Известны двухчастотные сумматоры тройникового типа, описанные в работе: Фельдштейн А.Л., Явич Л.Р., Смирнов В.П. Справочник по элементам волноводной техники. М.: Советское радио, 1967, стр.626-627. Эти сумматоры состоят из тройника с полезной нагрузкой на выходе, в два оставшихся плеча которого включены фильтры. Каждый фильтр пропускает только полосу частот соединенного с ним генератора, при этом полоса частот другого генератора расположена в полосе заграждения соответствующего фильтра.

Недостатками таких сумматоров являются наличие двух различных фильтров, возможность резкого увеличения потерь из-за взаимного влияния генераторов, а также отсутствие балластной нагрузки, где могли бы рассеиваться возникающие в результате неизбежных рассогласований отраженные сигналы генераторов.

Известны также двухчастотные сумматоры балансного типа, описанные в упомянутом “Справочнике...” на стр.627-629. Эти сумматоры в дециметровом диапазоне волн выполняются с применением сонаправленных или противонаправленных мостов и двух одинаковых фильтров, расположенных между мостами. Фильтры пропускают полосу частот одного из генераторов, например первого. При этом сигнал этого генератора вначале делится поровну одним из мостов, каждая половина сигнала проходит через соответствующий фильтр, а затем обе половины суммируются в полезной нагрузке второго моста. В описанных сумматорах необходимые для сложения в полезной нагрузке второго моста фазовые сдвиги создаются как за счет свойств мостов, так и смещением фильтров в корпусе сумматора (или в пространстве) на соответствующую долю длины центральной волны полосы частот первого генератора. При этом второй генератор подключен к свободному входу второго моста, и его сигнал поступает в полезную нагрузку непосредственно (без деления и фильтрации) по свободному тракту второго моста. В результате все четыре выхода второго моста, связанного с полезной нагрузкой, задействованы и такие двухчастотные сумматоры мощности весьма чувствительны к неизбежным рассогласованиям с полезной нагрузкой (антенной) из-за отсутствия балластной нагрузки, для подключения которой уже не осталось свободных выходов, в которой могли бы рассеяться отраженные от полезной нагрузки волны. Кроме того, известные на сегодняшний день мосты дециметрового диапазона весьма громоздки и обеспечивают суммирование сигналов первого генератора после деления и фильтрации в полосе частот с коэффициентом перекрытия _с не более 1,4...1,5.

Таким образом, описанные двухчастотные сумматоры мощности пригодны для радиотехнических устройств с коэффициентами перекрытия _с спектральных полос не более 1.5, что явно недостаточно для современных широкополосных систем связи и телекоммуникаций.

Известен также двухчастотный сумматор, содержащий два трехдецибельных направленных ответвителя, описанный в АС СССР №302775, Н 01 Р 3/12, опубл. 28.04.1971 г. В этом сумматоре два диагональных плеча первого ответвителя соединены с двумя диагональными плечами второго ответвителя отрезками линий передачи, разность длин которых на одной рабочей частоте соответствует нечетному числу полуволн, а на другой рабочей частоте - четному числу полуволн. При этом ко второй паре диагональных плеч второго направленного ответвителя подключены полезная и балластная нагрузки. Поэтому волны, отраженные от полезной нагрузки в результате неизбежных при практическом использовании рассогласований, рассеиваются в балластной нагрузке и их влияние на режим работы суммируемых генераторов, подключенных ко второй паре диагональных плеч первого ответвителя, в значительной мере ослабляются. Однако, как отмечается в описании изобретения к АС СССР №578666, Н 03 Н 7/46, опубл. 02.11.1977 г., в котором АС СССР №302775, Н 01 Р 3/12 было принято во внимание при экспертизе, диапазон частот, в котором обеспечиваются гребенчатые характеристики и сложение мощности сигналов без потерь, практически невелик.

Таким образом, двухчастотный сумматор, описанный в АС СССР №302775, не может быть использован при суммировании несущих частот со спектральными полосами порядка октавы.

Известен также двухчастотный сумматор мощности, описанный в только что упоминавшемся АС СССР №578666, Н 03 Н 7/46, опубл. 30.10.1977 г. В этом сумматоре, содержащем входной и выходной трехдецибельные мосты, линию задержки, полезную и балластную нагрузки, параллельно подключенный ко входному трехдецибельному мосту фазоинвертор и последовательно соединенный с ним дополнительный входной трехдецибельный мост, обеспечивается сложение в полезной нагрузке сигналов различных частот, поступающих с выходов двух различных источников. Поэтому при реализации сумматора мощности удается в значительной мере ослабить нежелательное влияние отраженных от полезной нагрузки волн на режим работы источников сигналов. При этом сигнал частоты f₁, подаваемый на вход первого моста, и сигнал частоты f₂, подаваемый на дополнительный входной трехдецибельный мост, объединяются фазоинвертором. Далее суммарное напряжение частот f₁ и f₂ через линию задержки поступает на входы выходного моста. Если длина линии задержки выбрана так, что она равна четному числу полуволн частоты f₁, и нечетному числу полуволн частоты f₂, то оба сигнала суммируются в полезной нагрузке. Такая конструкция сумматора позволяет отказаться от применения фильтров с высокой избирательностью, реализация которых в дециметровом диапазоне весьма сложна.

Однако, несмотря на то, что в результате отказа от фильтров и введения дополнительных элементов (фазоинвертор, трехдецибельный мост) удалось, согласно формуле изобретения по АС СССР №578666, расширить диапазон рабочих частот, в упомянутом сумматоре по-прежнему присутствует линия задержки (фактически - это отрезок соединительной линии передачи, чаще всего коаксиальной), длина которой должна быть равна одновременно как четному числу полуволн одной частоты, так и нечетному числу полуволн другой частоты. Очевидно, что одновременное выполнение этих двух противоречивых требований не позволяет коренным образом улучшить ситуацию и эффективно суммировать спектральные полосы частот вокруг несущих частот f₁ и f₂ (или одночастотные сигналы f₁, f₂ при их перестройке), так как на частотах f₁ + f₁, f₂ + f₂, где f₁, f₂ - соответствующие расстройки частот, условие фазирования сигналов в полезной нагрузке нарушается.

Таким образом, структура описанного двухчастотного сумматора мощности по АС СССР №578666 не позволяет эффективно суммировать спектральные полосы частот порядка октавы.

Известно также частотно-суммирующее устройство, описанное в патенте США №4061990, кл. 333-10, Н 01 Р 5/18, 1977 г. Оно содержит четвертьволновый направленный ответвитель, к трем из четырех плеч которого подключены источники сигналов и фазирующие элементы. В этом устройстве отсутствует линия задержки, по которой проходят оба суммируемых сигнала. Поэтому широкополосность суммируемых сигналов определяется в основном диапазонными свойствами четвертьволнового направленного ответвителя со связью полосковых линий по узким кромкам полосок. Как известно, диапазонные свойства таких ответвителей характеризуются коэффициентом перекрытия не более 1.5, причем реализовать трехдецибельную связь линий весьма непросто из-за технологически трудно реализуемых (а иногда вообще нереализуемых) зазоров между кромками полосок. В результате и это частотно-суммирующее устройство имеет недостаточную для современных систем связи и телекоммуникаций широкополосность суммируемых спектральных полос частот.

Прототипом предлагаемого изобретения является двухчастотный сумматор мощности, описанный в вышеупомянутом АС СССР №578666, Н 03 Н 7/46, 1977 г. Как уже отмечалось, спектральные полосы частот вокруг несущих частот f₁ и f₂ не могут иметь коэффициент перекрытия порядка 2.0 (октавы), хотя сам сумматор характеризуется наличием балластной нагрузки для рассеивания отраженных в результате рассогласований волн.

Задачей предлагаемого изобретения является создание высокоэффективного двухчастотного сумматора мощности, имеющего коэффициенты перекрытия спектральных полос частот порядка 2.0.

Решение поставленной задачи обеспечивается тем, что в известном двухчастотном сумматоре мощности, содержащем два отрезка коаксиальных линий, первый и второй входы, полезную и балластную нагрузки, отрезки коаксиальных линий расположены параллельно друг другу и имеют одинаковую длину, при этом в центре оплеток отрезков коаксиальных линий выполнен кольцевой зазор шириной, равной наружному радиусу оплетки, расстояние между жилами отрезков коаксиальных линий равно двум наружным диаметрам оплеток, смежные внутренние концы оплеток обоих отрезков коаксиальных линий в области зазоров, а также концы жил отрезков соединены между собой непосредственно, внешние концы оплетки одного из отрезков коаксиальных линий образуют первый вход и плечо подключения полезной нагрузки, внешние концы оплетки второго отрезка образуют второй вход и плечо подключения балластной нагрузки, причем входы расположены с противоположных сторон сумматора мощности, а расстояние между оплетками отрезков коаксиальных линий и корпусом сумматора рассчитано так, чтобы характеристическое сопротивление цилиндрических проводников оплетки было равно волновому сопротивлению отрезков коаксиальных линий.

На фиг.1 изображен предлагаемый двухчастотный сумматор мощности, на фиг.2 - его поперечное сечение плоскостью, перпендикулярной осям обоих отрезков коаксиальных линий, на фиг.3 - частотные характеристики входных и суммарного сигналов.

Предлагаемый двухчастотный сумматор мощности (фиг.1) содержит два отрезка 1 и 2 коаксиальных линий одинаковой длины, расположенных над корпусом 3 (верхняя крышка корпуса на фиг.1 условно не показана). В зависимости от конструктивных требований отрезки 1 и 2 поддерживаются над корпусом 3 либо сплошным листом диэлектрика толщиной Н, либо тонкими диэлектрическими опорами высотой H (фиг.2). В центре оплеток отрезков 1 и 2 коаксиальных линий выполнен кольцевой зазор 4 шириной, равной наружному радиусу D/2 оплетки. Расстояние между жилами 5 отрезков 1 и 2 коаксиальных линий равно двум наружным диаметрам D оплеток (фиг.2). При этом смежные внутренние концы 6, 7 оплеток обоих отрезков 1, 2 коаксиальных линий в области зазоров 4, а также концы жил 5 отрезков 1, 2 соединены между собой непосредственно. Внешние концы 8 и 9 оплетки отрезка 1 коаксиальной линии образуют первый вход 10 и плечо подключения полезной нагрузки 11. Внешние концы 12, 13 оплетки отрезка 2 образуют второй вход 14 и плечо подключения балластной нагрузки 15. Входы 10 и 14 расположены с противоположных сторон сумматора мощности, поэтому полезная 11 и балластная 15 нагрузки также расположены с противоположных сторон сумматора. Если обозначить через _в волновое сопротивление отрезков 1 и 2 коаксиальных линий, стандартное значение которого равно 50 или 75 Ом, то расстояние Н между оплетками отрезков 1, 2 коаксиальных линий и корпусом 3 сумматора рассчитывается так, чтобы характеристическое сопротивление _х цилиндрических проводников оплетки относительно корпуса 3 было бы равно волновому сопротивлению отрезков 1, 2 коаксиальных линий: _в=_х. При этом предполагается, что условно не показанная на фиг.1 и фиг.2 верхняя крышка корпуса удалена от отрезков 1 и 2 коаксиальных линий на расстояние (4...6)Н, когда ее влиянием на характеристическое сопротивление _х цилиндрических проводников оплетки можно пренебречь. Подключение источников сигналов к первому 10 и второму 14 входам, а также присоединение к внешним концам 9 и 12 оплеток отрезков соответственно полезной 11 и балластной 15 нагрузок осуществляется с помощью стандартных герметизированных коаксиальных вводов 16 типа СРГ-50-751 ФВ, установленных снаружи корпуса 3 перпендикулярно его плоскости (фиг.2) так, чтобы центральные штыри вводов располагались под концами 8, 9 и 12, 13 оплеток.

Принцип действия заявляемого двухчастотного сумматора мощности состоит в следующем.

Пусть к первому 10 и второму 14 входам сумматора подключены источники сверхвысокочастотного сигнала с ЭДС Е и внутренним сопротивлением R, а к концам 9 и 12 оплеток отрезков 1 и 2 коаксиальных линий - соответственно полезная 11 и балластная 15 нагрузки величиной R_н и R_б. Будем полагать, что величина ЭДС Е источников остается неизменной в широкой спектральной полосе частот f_н1...f_в1 и f_н2...f_в2 соответственно с несущими частотами f₁ и f₂, определяемыми как: f₁=(f_в1+f_н1)/2; f₂=(f_в2+f_н2)/2. Тогда при соответствующем расчете (см. ниже оба сигнала суммируются в полезной нагрузке 11 и практически не выделяются в балластной нагрузке 15. Величина напряжения U₁₅ сигнала, “просачивающегося” в балластную нагрузку 15 от источников, определяется величиной и характером изменения вдоль отрезков 1 и 2 как их волновых сопротивлений _в, так и характеристических сопротивлений _х цилиндрических проводников их оплеток относительно корпуса 3. Как правило, величина волнового сопротивления _в отрезков коаксиальных линий весьма стабильна и практически слабо меняется как вдоль отрезков 1 и 2 коаксиальных линий, так и от образца к образцу. В то же время характеристическое сопротивление _х цилиндрических проводников оплеток относительно корпуса 3 сумматора обеспечивается надлежащим расчетом расстояния Н между оплетками отрезков и корпусом сумматора. Поэтому величина _х в процессе изготовления и эксплуатации получается менее стабильной. В результате уровень U₁₅ сигнала, “просачивающегося” в балластную нагрузку 15 непосредственно со входов 10 и 14, составляет согласно проведенным расчетам величину порядка 20 дБ 101g|E/U₁₅|²20 (дБ) в полосах частот как первого (f_н1...f_в1), так и второго (f_н2...f_в2) источников, и его величиной по сравнению с ЭДС Е вполне можно пренебречь. Если же величина R_H полезной нагрузки 11 будет изменяться в полосах частот f_н1...f_в1, f_н2...f_в2, принимая не только вещественные, но и комплексные значения (например, когда полезной нагрузкой является антенна с изменяющимся по диапазону частот комплексным входным сопротивлением), то соответствующая часть сигналов источников, отразившись от несогласованной полезной нагрузки 11, имеет возможность рассеяться в балластной нагрузке 15, не оказывая существенного влияния на режим работы источников.

Расчет расстояния Н между оплетками отрезков 1, 2 коаксиальных линий и корпусом 3 сумматора производится численными электродинамическими методами с использованием разработанного заявителем пакета программ проектирования двухчастотных сумматоров мощности. В основе применяемых алгоритмов лежит представление оплетки отрезков 1 и 2 коаксиальных линий в виде сплошного цилиндрического проводника. Такое представление вполне обосновано тем, что степень экранировки оплеток, выполненных плетением тонких посеребренных проволочек, весьма высока, о чем свидетельствуют материалы работы: Ефимов И.Е., Останькович Г.А. Радиочастотные линии передачи. Радиочастотные кабели. - М.: Связь, 1977. - 408 с. Если же в конструкции сумматора применить коаксиальные кабели типа РК-50-2-25-А в сплошной экранирующей оболочке - медной трубке, то использование упомянутого подхода представляется бесспорным.

В процессе вычислений задействованы явные и неявные разностные схемы, которые составлены на основе сеточных моделей, когда поперечное сечение отрезков 1 и 2 коаксиальных линий над корпусом 3 (фиг.2) покрываются сеткой с квадратными ячейками переменной размерности в зависимости от степени искривления силовых линий электрического поля. Процедура формирования и решения последовательными приближениями соответствующих уравнений до достижения требуемой точности вычислений (порядка 2...3%) хорошо известна в литературе, например: Фуско В. СВЧ - цепи. Анализ и автоматизированное проектирование. Перевод с англ. - М.: Радио и связь, 1990. - 327 с. В результате расстояние Н между оплетками отрезков 1, 2 коаксиальных линий и корпусом 3 сумматора может быть рассчитано так, чтобы обеспечить любое значение характеристического сопротивления _х цилиндрических проводников оплеток относительно корпуса 3. При этом структура заявляемого двухчастотного сумматора мощности, отличительной особенностью которого является идентичность и параллельность отрезков 1 и 2 коаксиальных линий, а также наличие в центре оплеток кольцевого зазора 4 шириной, равной наружному радиусу оплетки, такова, что при выполнении условия равенства волнового сопротивления _в отрезков и характеристического сопротивления _х цилиндрических проводников оплетки (_в=_х) удается обеспечить при одинаковых с прототипом продольных размерах L (фиг.1) в полтора - два раза большую широкополосность спектральных полос частот, достигая значений коэффициента перекрытия _с=f_в1 / f_н1=f_в2 / f_н2=2,4...2,7. К тому же, в заявляемом сумматоре отсутствуют фазоинвертор и трехдецибельные мосты, выполненные в виде дифференциальных трансформаторов, что существенно повышает показатели надежности и технологичности сумматора и позволяет квалифицировать заявляемую конструкцию как весьма компактную.

Для экспериментальных исследований был изготовлен образец заявляемого двухчастотного сумматора мощности для сложения сигналов двух несущих частот f₁=0.35 ГГц, f₂=1.05 ГГц со спектральными полосами f_н1…/f_в1=0.2...0.57 ГГц, f_н2...f_в2=0.6...1.5 ГГц, имеющими коэффициенты перекрытия _с=f_в1/f_н1=f_в2/f_н2=2,5. Для реализации использовались отрезки коаксиального кабеля РК-50-2-25-А в сплошной трубчатой медной оболочке с наружным диаметром D=3 мм. Продольный размер L отрезков 1 и 2 определяется половиной длины волны несущей частоты f₂ высокочастотного канала и рассчитывается по формуле:

где с=310⁸ м/сек - скорость света, _r = 2,25 - относительная диэлектрическая проницаемость изоляционного материала коаксиального кабеля.

Ширина кольцевого зазора 4 в центре оплеток отрезков 1 и 2 составила D/2=1.5 мм, а расстояние между жилами отрезков 1 и 2 коаксиальных линий – 2D=6 мм. Из конструктивных соображений был выбран вариант, когда отрезки 1 и 2 поддерживаются над корпусом 3 сплошным листом диэлектрика с той же относительной диэлектрической проницаемостью, что и у изоляционного материала коаксиального кабеля - “фторопласта-4”. В результате вычислений с привлечением разработанного заявителем пакета программ проектирования найден размер Н, равный: Н=D/1,243=2,4 мм. При этом величина _х равна _в и составляет 50 Ом, так как стандартное значение волнового сопротивления коаксиального кабеля РК-50-2-25-А равно 50 Ом. Этой же величине должны быть равны сопротивления источников сигналов, а также полезная и балластная 15 нагрузки: R=R_н=R_б=50 Ом. Для обеспечения пренебрежимо малого влияния верхней, условно не показанной на фиг.1 и фиг.2, крышки на величину характеристического сопротивления _х расстояние от этой крышки до любого фрагмента сигналонесущих (незаземленных) частей сумматора должно быть не менее 5Н=12 мм. Обоснованием этого могут служить рекомендации работы: Под ред. А.Л.Фельдштейна. Справочник по элементам полосковой техники. - М.: Связь, 1979. - 336 с., стр.55-60.

Результаты экспериментальных исследований частотных характеристик напряжения U₁₁ суммарного сигнала в полезной нагрузке 11 (фиг.3, поз. 17 - теория (сплошные линии), поз. 18 - эксперимент (кружки, штриховые линии)) свидетельствуют об успешном решении поставленной задачи - обеспечении коэффициента перекрытия спектральных полос частот разработанного сумматора порядка 2.0 и о его перспективности для практического использования в широкополосных системах связи, телекоммуникаций и радиолокации.