пеленгатор бокового обзора

Формула изобретения

Пеленгатор бокового обзора, содержащий последовательно соединенные 1-ю антенну, 1-й блок преобразования радиочастот, антенный коррелятор, устройство траекторией обработки и блок регистрации времени, последовательно соединенные 2-ю антенну и 2-й блок преобразования радиочастот, гетеродин, выход которого соединен с управляющими входами 1-го и 2-го блоков преобразования радиочастот, отличающийся тем, что в него дополнительно введены последовательно соединенные 3-я антенна и 3-й блок преобразования радиочастот, управляющий вход которого соединен с выходом гетеродина, весовой сумматор, два входа которого соединены с выходами 2-го и 3-го блоков преобразования радиочастот соответственно, а выход которого соединен со вторым входом антенного коррелятора, причем устройство траекторией обработки состоит из двух аналого-цифровых преобразователей, входы которых являются входами устройства траекторией обработки, N траекторных корреляторов, первые входы которых соединены с выходом первого аналого-цифрового преобразователя, вторые входы указанных траекторных корреляторов соединены с выходом второго аналого-цифрового преобразователя, счетчика тактовых импульсов, выход которого соединен с управляющими входами траекторных корреляторов, схемы “ИЛИ”, входы которой соединены с соответствующими выходами траекторных корреляторов и выход которой является выходом устройства траекторией обработки, а траекторный коррелятор состоит из арифметической схемы, два первых сигнальных входа которой являются входами траекторного коррелятора, логической схемы, вход которой соединен с выходом арифметической схемы, а выход является выходом траекторного коррелятора, и постоянного запоминающего устройства, у которого два сигнальных выхода соединены с двумя вторыми сигнальными входами арифметической схемы соответственно, управляющий выход соединен с управляющими входами арифметической и логической схем, а вход является управляющим входом траекторного коррелятора.

Описание изобретения к патенту

Изобретение относится к радиопеленгации, в частности к пассивным моноимпульсным пеленгаторам, определяющим линию положения (ЛП) источника радиоизлучения (ИРИ).

Известны пеленгаторы фазового типа /1, стр.67, 77, 250/, в которых осуществляется измерение комплексного коэффициента корреляции между выходными сигналами S₁(t) и S₂(t) двух разнесенных вдоль оси Х антенн A₁ и A₂. Выходной сигнал Z(t) этих пеленгаторов является комплексным, реальная составляющая которого несет информацию о ЛП ИРИ. В дальнейшем часть схемы пеленгатора, выделяющей Z(t) из выходных сигналов S₁ (t) и S₂(t) антенн A₁ и А₂, будем называть антенным коррелятором.

Недостаток аналогов состоит в низкой точности определения ЛП ИРИ.

Наиболее близким к предлагаемому является пеленгатор с боковым обзором местности /2/. Такой пеленгатор бокового обзора (ПБО) устанавливается на платформе, движущейся с постоянной скоростью V вдоль оси X, причем оси двух антенн А₁ и А₂ направлены постоянно вдоль оси Y и перпендикулярны вектору скорости платформы. В прототипе в результате обработки выходного сигнала АК Z(t) измеряется момент времени t₀, когда ИРИ оказывается на равном удалении от антенн А₁ и А₂.

Недостаток прототипа состоит в низкой точности определения момента времени t₀, а следовательно, и ЛП ИРИ.

Цель изобретения - повышение точности определения ЛП ИРИ.

Для достижения поставленной цели в пеленгатор бокового обзора, содержащий последовательно соединенные 1-ю антенну, 1-й блок преобразования радиочастот, антенный коррелятор, устройство траекторной обработки и блок регистрации времени, последовательно соединенные 2-ю антенну и 2-й блок преобразования радиочастот, гетеродин, выход которого соединен со связанными управляющими входами 1-го и 2-го блоков преобразования радиочастот, дополнительно введены последовательно соединенные 3-я антенна и 3-й блок преобразования радиочастот, управляющий вход которого соединен с выходом гетеродина, весовой сумматор, два входа которого соединены с выходами 2-го и 3-го блоков преобразования радиочастот соответственно, а выход которого соединен со вторым входом антенного коррелятора, причем устройство траекторной обработки состоит из двух аналого-цифровых преобразователей, входы которых являются входами устройства траекторной обработки, N траекторных корреляторов, связанные первые (вторые) входы которых соединены с выходом первого (второго) аналого-цифрового преобразователя, счетчика тактовых импульсов, выход которого соединен со связанными управляющими входами траекторных корреляторов, схемы ИЛИ, входы которой соединены с соответствующими выходами траекторных корреляторов и выход которой является выходом устройства траекторной обработки, а траекторный коррелятор состоит из арифметической схемы, два первых сигнальных входа которой являются входами траекторного коррелятора, логической схемы, вход которой соединен с выходом арифметической схемы, а выход является выходом траекторного коррелятора, и постоянного запоминающего устройства, у которого два сигнальных выхода соединены с двумя вторыми сигнальными входами арифметической схемы, управляющий выход соединен со связанными управляющими входами арифметической и логической схем, а вход является управляющим входом траекторного коррелятора.

На фиг.1-7 изображены

- схема прототипа (фиг.1), где обозначено: А₁ А ₂ - первая и вторая антенны, 1₁ и 1 ₂ - 1-й и 2-й БПР, функции которого в прототипе выполняют элементы 1, 2 /2/; 2 - гетеродин, функции которого в прототипе выполняет элемент 7 /2/; 3 - антенный коррелятор, функции которого в прототипе выполняют элементы 3, 4, 5, 6, 8, 9, 10 /2/; 4 - устройство траекторией обработки, функции которого в прототипе выполняют элементы 11, 12, 13, 14, 15, 16, 17, 18, 19, 20, 21 /2/; 5 - блок регистрации времени, функции которого в прототипе выполняет элемент 22 /2/;

- схема предлагаемого ПБО (фиг.2), где обозначено: А₁, A₂₁, А₂₂ - первая, вторая и третья антенны, 1₁, 1₂₁ , 1₂₂ - первый, второй и третий БПР;

2 - гетеродин; 3 - антенный коррелятор; 4 - устройство траекторией обработки; 5 - блок регистрации времени; 6 - весовой сумматор;

- схема антенного коррелятора (фиг.3), где обозначено: 7, 8 - фазовые детекторы, 9 - фазовращатель;

- схема устройства траекторией обработки (фиг.4), где обозначено: 10, 11 - аналого-цифровой преобразователь (АЦП), 12₁,...,12n,...,12_N - траекторный коррелятор, 13 - схема ИЛИ, 14 - счетчик тактовых импульсов;

- схема n-го траекторного коррелятора (фиг.5), где обозначено: 15 - арифметическая схема, 16_n - постоянное запоминающее устройство (ПЗУ); 17 - логическая схема;

- фазовый фронт (х, у) сигнала ИРИ и зависимости Ф(х) и (x) (фиг.6);

- временные диаграммы сигналов в устройстве траекторией обработки (фиг.7).

Ниже использованы следующие буквенные обозначения:

L - размер базы ПБО;

l - расстояние между антеннами A₂₁ и А₂₂;

S ₁(t), S₂₁(t) и S₂₂(t) - сигналы на выходе БПР - l₁, l₂ и l₃ соответственно;

S₂(t) - выходной сигнал весового сумматора 4 фиг.2;

Ф(t), Ф(х) - разность фаз сигналов S₁ (t) и S₂(t), рассматриваемая как функция времени t и координаты х;

Z(t), Z(x) - выходной сигнал антенного коррелятора, рассматриваемый как функция времени t и координаты х;

X(t), Х(х) - реальная составляющая Z(t), Z(x). Это же выходной сигнал фазового детектора 7 схемы антенного коррелятора фиг.3;

Y(t), Y(x) - мнимая составляющая Z(t), Z(x). Это же выходной сигнал фазового детектора 8 схемы антенного коррелятора фиг.3;

(t), (x) - мгновенная частота сигнала Z(t), Z(x), рассматриваемая как функция времени t и координаты х.

_max - максимальное значение мгновенной частоты (t);

- длина волны ИРИ;

R - расстояние, отсчитываемое от ПБО в направлении, перпендикулярном траектории ПБО. По-другому: это расстояние между двумя прямыми, одна из которых есть траектория ПБО, а другая представляет собой множество точек, в каждой из которых может располагаться ИРИ;

(х, у) - фазовое распределение сигнала ИРИ на плоскости XY;

t - абсолютное время;

t₀ - момент времени, при котором координата “х” середины базы L ПБО совпадает с координатой “х” ИРИ, т.е. когда ИРИ находится на траверзе ПБО;

D - пространственный интервал корреляционной обработки (D=VT);

Т - временной интервал корреляционной обработки. Это же период повторения цикловых импульсов С_n;

T - период повторения тактовых импульсов;

/х - операция взятия частной производной по переменной "х";

х - пространственная координата. Она же координата ПБО x=Vt;

V - скорость платформы, на которой установлен ПБО.

Задача, решаемая ПБО (как предлагаемого, так и прототипа), состоит в определении момента времени t₀, когда ИРИ располагается на траверзе ПБО. Для прототипа (фиг.1) это означает, что ИРИ находится на одинаковом пространственном расстоянии от антенн A₁ и А₂. Если расстояния выражать в длинах волн , то “сигнальным” эквивалентом понятия “одинаковое расстояние” является совпадение фаз сигналов ИРИ S₁(t) и S ₂(t) с выходов антенн A₁ и А₂ или, что эквивалентно, с выходов БПР l₁ и 1₂ фиг.1. В предлагаемом ПБО фиг.2 вместо антенны А₂ используются две находящиеся на расстоянии l друг от друга антенны A₂₁ и А₂₂ с весовым суммированием принимаемых ими сигналов S₂₁(t) и S₂₂(t) в весовом сумматоре 6:

причем в зависимости от значений весовых коэффициентов K₁, K₂ изменяется фаза сигнала S₂ (t). Это эквивалентно тому, что фазовый центр антенной пары A ₂₁, A₂₂ смещается от антенны к антенне Антенную пару A₂₁, А₂₂ с расстоянием можно рассматривать как одну антенну А₂ с изменяемым вдоль оси “х” положением ее фазового центра, выходным сигналом которой является выходной сигнал S₂(t) весового сумматора 6, a t₀ определить как момент времени, когда фаза сигнала ИРИ с выхода БПР 1₁ совпадает с фазой сигнала ИРИ с выхода весового сумматора 6. Регулировка положения фазового центра может производиться подачей сигналов S₂₁(t) и S₂₂(t) на переменный резистор, со средней точки которого снимается сигнал S₂(t).

Пусть ИРИ располагается в точке плоскости с координатами: х=0, y=R и излучает непрерывный гармонический сигнал. Фазовый фронт этого сигнала имеет вид окружности с центром в точке (0, R), а фазовое распределение имеет вид

Временно предположим, что ПБО неподвижен и расположен в пункте наблюдения с координатами (х, 0), точнее в точке (х, 0) находится середина базы L. Тогда сигналы S₁(t) с выхода первого БПР 1₁ и S₂(t) с выхода весового сумматора 6 отличаются по фазе, которая зависит от координаты "х" пункта наблюдения. При условии, что база L не является слишком большой, так что волну можно считать плоской, разность фаз Ф(х) сигналов S₁(t) и S₂(t) можно рассчитать по формуле

после подстановки в которую выражения (1) дает

Зависимость Ф(х) изображена на фиг.6. В выражение (3) не вошел такой параметр как размер самих антенн ввиду того, что в исходных предположениях антенны имеют слабую направленность, позволяющую выделить лишь одну полуплоскость т.е. обнаружить ИРИ лишь с одного (левого или правого) борта носителя ПВО. Как следует из дальнейшего изложения, ширину диаграммы направленности антенн A₁, A₂₁, А₂₂ целесообразно выбирать равной 50°-60°.

Ранее введенное предположение о неподвижности ПБО можно снять и в формуле (3) заменить пространственную переменную "х" на произведение x=Vt. Такая замена допустима во многих практических ситуациях, т.к. интервал времени, в течение которого рассматриваемая как функция времени t разность фаз Ф(t) изменяется на величину /2, значительно превышает интервал времени, в течение которого производится само измерение разности фаз Ф(t). Мгновенная частота (х), определяемая как производная от Ф(х) по времени, получается, с учетом равенства x=Vt, равной

и эта зависимость изображена на фиг.6.

Зависимостями Ф(t) и (t) можно воспользоваться для определения момента t₀, когда ИРИ находится на траверзе БПО. Для этого как в прототипе, так и в предлагаемом ПБО формируется сигнал являющийся комплексным коэффициентом корреляции между сигналами S₁(t) и S₂(t) с выходов антенн A₁ и А₂ в прототипе фиг.1 и с выходов антенны A ₁ и весового сумматора 6 в предлагаемом ПБО фиг.2. В предлагаемом ПБО сигнал Z(t) выделяется с помощью антенного коррелятора 3 фиг.2, фиг.3. При этом предполагается, что в БПР 1₁ , 1₂, 1₃ фиг.2 производится нормировка принимаемых сигналов по амплитуде, следствием которой является постоянство амплитуды |Z(t)| и ее независимость от мощности ИРИ. Дальнейшая обработка сигнала Z(t) в двух сопоставляемых ПБО различная. В прототипе выделялась мгновенная частота (t) сигнала Z(t) и использовалось свойство (t) достигать при больших отношениях сигнал/шум своего максимального значения _max именно в момент t₀ /2/. В предлагаемом ПБО используется другая априорная информация, а именно известная форма сигнала Z(t) при больших отношениях сигнал/шум. Например, в ситуации фиг.6, когда ИРИ находится на оси Y (x=0, y=R), а ПБО движется с известной скоростью V, сигнал Z(t) имеет вид

где Ф(t) определяется выражением (3) при подстановке x=Vt. Определим базовый сигнал следующим образом:

где Т - предполагаемое время корреляционной обработки сигнала Z(t). Верхний индекс “0” в записи Z⁰(t) указывает на то, что в рассматриваемой ситуации Z⁰(t) совпадает на интервале (-Т/2, +Т/2) с сигналом Z(t) при больших отношениях сигнал/шум. В качестве алгоритма обработки сигнала Z(t) используем корреляционный интеграл

с последующим определением модуля U и сравнения его с порогом, где Z⁰(t) играет роль опорного сигнала, совпадающего по форме с полезным (ожидаемым) сигналом ИРИ. Для того, чтобы ПБО мог разведывать ИРИ с произвольной координатой “х”, а не только х=0, необходимо заменить аргумент “” в базовом опорном сигнале Z⁰() выражения (7) на и вычислить набор корреляционных интегралов вида (7) при разных значениях “х”. Соответствующий алгоритм реализуется в устройстве траекторной обработки 4 фиг.2.

Гармоническая модель сигнала ИРИ является, очевидно, идеализацией реальных сигналов ИРИ. Для более общей модели сигнала ИРИ в виде непрерывного фазоманипулированного сигнала разность фаз сигналов S₁(t) и S₂ (t) будет иметь выбросы импульсного характера (разной полярности) на фоне регулярного закона изменения от времени вида (3). Однако, если длительность элементарных посылок фазоманипулированного сигнала ИРИ значительно превышает время распространения радиоволн вдоль базы L, то влияние указанных выбросов можно устранить схемными решениями, выбирая постоянную времени сглаживающих фильтров на выходе фазовых детекторов 7, 8 фиг.3 соизмеримой с длительностью элементарных посылок сигнала ИРИ.

Выражение (7) является лишь иллюстрацией алгоритма, заложенного в устройстве траекторией обработки. В действительности в нем применяется цифровая обработка, т.к. требуемые задержки сигналов, равные Т и составляющие от единиц до десятков секунд, трудно реализовать на аналоговой элементной базе.

Перейдем к подробному описанию устройства траекторией обработки фиг.4. Прежде всего, принимаемый Z(t) и базовый опорный Z⁰(t) сигналы заменяются их дискретными отсчетами по времени Z(i) и Z⁰(i) соответственно с тактовым периодом (периодом дискретизации) Т, где “i” - номер отсчета по времени. Составляющие входного и базового опорного сигналов представляются m -разрядным кодом со знаком, в дальнейшем - кодовым “словом”, где m=4-8. X(i) и Y(i) получаются из X(t) и Y(t) с помощью АЦП 10, 11. Ввиду постоянства |Z(t)| квантование по уровню осуществляется традиционным путем /3/. Кодовые “слова” Z⁰(i) хранятся в ПЗУ самого устройства траекторией обработки и определяются выражением:

где опорная фаза Ф⁰(i) получается заменой отношения x/R на выражение

с одновременным ограничением множества значений “i”:

и подстановкой (9) в (3):

Используя в (10) такие параметры, как

- временной интервал траекторной корреляции

-

- пространственный шаг дискретизации

-

- пространственный интервал траекторной корреляции

-

- и отношение

и подставляя (10) в (3), окончательно имеем:

В дальнейшем параметры N и считаются фиксированными и выбираются из условия получения Z ⁰(i) с нужными автокорреляционными свойствами. Алгоритм обнаружения ИРИ, имеющего координаты (х=0, y=R), с помощью Z ⁰(i) аналогичен (7).

Принципиально важным требованием к устройству траекторной обработки состоит в том, чтобы имелась возможность использовать одну и ту же последовательность кодовых “слов” Z⁰(i), определяемых выражениями (8) и (15), для обнаружения ИРИ:

а) на различных дальностях R;

б) при различных скоростях V движения ПБО;

в) при различных длинах волн сигнала ИРИ;

г) с произвольной координатой “х”.

Для этого обратим внимание на тот факт, что сами параметры R и V не входят в выражение (15), а влияние априорной информации об R и V на работу устройства траекторией обработки сводится к необходимости подстройки периода повторения тактовых импульсов T. Это вытекает из выражения для Т:

которое, в свою очередь, является следствием (11)-(14). Поэтому, если через Т ₀ обозначить среднее значение T, рассчитанное для среднего значения R₀ интересующей нас дальности R и среднего значения V₀ скорости V:

то при RR ₀ и VV ₀ достаточно подстроить период T по правилу, вытекающему из (16), (17):

Для выполнения требования “в” надо подстроить (с помощью весового сумматора 6 фиг.2) размер L базы ПБО до величины

если для средней длины волны ₀ интересующего нас диапазона волн размер базы L ₀ выбирается таким, при котором фазовый центр антенной пары A₂₁, А₂₂ располагается в середине отрезка l.

Покажем, как в устройстве 4 реализуется требование “г”. Для того чтобы обеспечить возможность обнаружения ИРИ с координатой “х”, лежащей в интервале с шагом х (12), необходимо организовать N каналов траекторной обработки в виде N траекторных корреляторов 12_n, (n=1, 2,..., N), в каждом из которых используется свой канальный опорный сигнал образующийся из базового сигнала Z⁰(i) по следующему правилу:

т.е. запаздывает относительно на (n-1) шаг.

Обработка входного сигнала Z(i) в каждом n-м траекторном корреляторе должна включать следующий цикл операций, проводимых за время Т (11):

- вычисление произведения

- накопление его реальной V_n(i) и мнимой W _n(i) составляющих:

- определение модуля U_n величины V_n (i)+jW_n(i) (приближенно)

и сравнения U_n с пороговой величиной.

Операции (22)-(26) выполняются в арифметической схеме 15, а операции сравнения U_n с порогом и поочередного подключения результатов A_n этого сравнения к входу схемы ИЛИ 13 - в логической схеме 17. Для того чтобы обеспечить возможность обнаружения ИРИ с координатами и , причем без увеличения числа N траекторных корреляторов, работу всех N траекторных корреляторов необходимо организовать таким образом, чтобы каждый раз после окончания в них очередного цикла операций (22)-(26) все траекторные корреляторы периодически, с периодом Т, вновь использовались бы для осуществления этих операций. В устройстве 4 это достигается синхронизацией работы всех ПЗУ 16_n и схем 15, 17, осуществляемой выходным кодом “КС” “р”-разрядного счетчиком тактовых импульсов 14 (с коэффициентом пересчета N=2^p)и вспомогательными цикловыми импульсами С_n, формируемыми в ПЗУ 16_n из кода “КС”.

Работа устройства 4 и входящих в него элементов заключается в следующем.

В каждом траекторном корреляторе 12_n фиг.5 входные сигналы X(i) и Y(i) поступают на первую пару сигнальных входов арифметической схемы 15. На вторую пару сигнальных входов 15 подаются соответственно реальная и мнимая составляющие комплексного опорного сигнала с двух сигнальных выходов ПЗУ 16_n объемом N слов, в котором записаны кодовые “слова” опорного сигнала n-го траекторного коррелятора, где “i” обозначает номер ячейки памяти ПЗУ 16_n, i=1,..., N. Для любого n=1,..., N опорный сигнал представляет собой один и тот же базовый сигнал Z⁰ (i), но с тем отличием, что в i-ю ячейку памяти ПЗУ 16_n записывается (i-n+0)-e кодовое “слово” Z⁰(i). Таким образом, генерируемая n-м ПЗУ 16_n последовательность базовых кодовых “слов” Z⁰(i) задержана на (n-1) такт Т по сравнению с аналогичной последовательностью кодовых “слов” 1-го ПЗУ 16₁. Нижний индекс “n” в обозначении 12 _n и 16_n указывает на то, что все траекторные корреляторы 12_n идентичны, за исключением организации содержимого ПЗУ 16_n. Считывание содержимого ПЗУ 16 _n осуществляется изменяющимся от периода к периоду тактовой частоты кодом “КС” с выхода счетчика тактовых импульсов 14, который определяет номер i-й ячейки всех ПЗУ, из которых извлекается информация в виде кодовых “слов” . В результате такой организации выходные сигналы в одном и том же такте отличаются друг от друга, а опорный сигнал n-го траекторного коррелятора будет копией сигнала от тех ИРИ, которые смещены вдоль траектории ПБО на расстояние (n-1)ТУ, (N+n-l)TV, (2N+n-1)ТУ,...и т.д. в положительном направлении оси X. В 15 производятся арифметические операции (23) с их дальнейшим накоплением (24), (25) в течение N тактов: ТN=Т. Накопители величин V_n(i) и W_n(i) состоят из последовательно соединенных сумматора и регистра, выход которого соединен со вторым входом сумматора. Отрицательные числа при сложении представляются в дополнительном коде. Перед началом каждого цикла накопления (24), (25) осуществляется обнуление накопителя сигналом “Установка в ноль”, формируемым в самой арифметической схеме 15 из цикловых импульсов С_n, поступающих с управляющего выхода ПЗУ 16_n на управляющий вход 15.

Величина U_n в виде кода поступает в логическую схему 17, где производится:

- сравнение U_n с пороговой величиной. Результат A_n такого сравнения - “логический нуль” (обнаружение ИРИ не произошло) или “логическая единица” (ИРИ обнаружен), - поступает на вход ключевой схемы. В простейшем случае, когда выраженное в двоичном коде пороговое значение равно 01...1 (0 - в старшем разряде), функция сравнения с порогом реализуется подключением старшего разряда величины U_n к входу ключевой схемы;

- передача A_n через ключевую схему. Для этого из цикловых импульсов С_n, поступающих на управляющий вход логической схемы 17 с управляющего выхода ПЗУ 16_n, формируются стробирующие импульсы, замыкающие ключевую схему, разомкнутую в исходном состоянии. Выход ключевой схемы является выходом логической схемы 17 и выходом n-го траекторного коррелятора 12_n.

Цикловые импульсы С_n имеют длительность в один тактовый период T и период повторения Т, который одинаков для всех траекторных корреляторов 12_n и в N раз превышает период Т тактовых импульсов: T=NT. В каждом n-м траекторном корреляторе 12_n цикловые импульсы С_n совпадают по времени с моментом появления на выходе ПЗУ 16_n последнего кодового “слова” Z ⁰(N) базового сигнала Z⁰(i). Поэтому в пределах каждого цикла накопления (24), (25) длительностью Т в любом из траекторных корреляторов 12_n входные сигналы Z(i) свертываются с одной и той же последовательностью кодовых “слов” базовым сигналом Z⁰(i). Последовательность “слов” опорных сигналов из ПЗУ 16_n и цикловых импульсов С_n изображена на фиг.7, где для наглядности вместо “слова” записан только его аргумент “i”.

Формирование цикловых импульсов С_n можно организовать путем введения в ПЗУ дополнительного выхода, на котором обычное значение логический “нуль” заменяется на логическую “единицу” всякий раз, когда на основном выходе ПЗУ появляется N-e “слово” Z⁰(N) базового сигнала.

Стробирующий импульс в пределах длительности Т каждого циклового импульса С_n должен опережать сигнал “Установка в ноль”, чтобы результат накопления U_n не был потерян и прошел из арифметической схемы 15 на выход логической схемы 17 (фиг.7). Стробирующий импульс и сигнал “Установка в ноль” могут быть сформированы из переднего фронта циклового импульса С_n (путем дифференцирования С_n) с последующей его задержкой на требуемое время. Схемы, позволяющие осуществить такую задержку, можно найти в /4/.

По сигналу Aс выхода схемы ИЛИ 13 в блоке 5 регистрируется момент t^* обнаружения ИРИ, например, путем использования счетчика времени, и тогда искомый момент t₀ определяется равенством

На фиг.4, 5 не показан генератор тактовых импульсов, сигналы которого поступают на каждый элемент 10-17 этих схем. Кроме тактовых импульсов с периодом повторения Т, этот генератор должен генерировать также вспомогательные импульсы с периодом повторения, в несколько раз меньшим периода Т, чтобы каждая из функций, выполняемых элементами 10-17 фиг.4, 5, могла быть выполнена на современной элементной базе.

Предложенная реализация цифровой части ПБО не является единственно возможной. В частности, возможно: уменьшение объема памяти ПЗУ за счет использования свойств четности реальной и нечетности мнимой составляющих кодовых “слов” вместо ПЗУ, выполняющего роль генератора опорных сигналов, можно использовать сдвиговые регистры; функции N ключевых схем может выполнить один коммутатор; вместо N траекторных корреляторов можно ограничиться использованием одного, если перейти от параллельного к последовательному алгоритму корреляционной обработки, и т.д.

Заканчивая описание работы устройства траекторной обработки 4 фиг.2, фиг.4, необходимо отметить, что количество дискретных отсчетов N целесообразно выбирать равным или несколько большим величины 2(L₀/ ₀), а параметра 0,9-1,1. Такой выбор обеспечивает сохранение информационных свойств аналогового сигнала Z(t) при его преобразовании к цифровому виду и высокую точность измерения t₀ за счет высокой разрешающей способности и большого времени Т когерентной обработки сигнала ИРИ. Например, при L₀/ ₀=30-100; V=20 м/сек, R=40 м число N удобно выбрать равным N=128-256, а Т получается равной Т=1/64-1/128 сек.

Источники информации

1. Леонов А.И., Фомичев К.И. Моноимпульсная радиолокация. -М.: 1984.

2. Патент на изобретение №2205416 (Способ определения линии положения источника радиоизлучения).

3. Новиков Ю.В. Основы цифровой схемотехники. Базовые элементы и схемы. Методы проектирования. -М.: Мир, 2001 г.

4. Важенина З.П., Волкова Н.Н., Чадович И.И. Методы и схемы временной задержки импульсных сигналов. -М.: 1971.