устройство селекции сигналов движущихся целей

Формула изобретения

Устройство селекции сигналов движущихся целей, содержащее последовательно соединенные когерентный гетеродин, фазовый детектор, аналого-цифровой преобразователь, первый запоминающий блок, второй запоминающий блок и вычитающий блок, второй вход фазового детектора является входом сигналов от приемника РЛС, отличающееся тем, что, с целью повышения вероятности обнаружения сигналов движущихся целей, введены интерполирующий блок и постоянный запоминающий блок, при этом выход первого запоминающего блока соединен с первым входом интерполирующего блока, m других входов которого соединены с m выходами постоянного запоминающего блока, а выход - с вторым входом вычитающего блока, выход которого является выходом устройства селекции движущихся целей, а другие входы аналого-цифрового преобразователя, запоминающих блоков и интерполирующего блока являются входами импульсов управления.

Описание изобретения к патенту

Изобретение относится к радиолокационной технике и может быть использовано для селекции (обнаружения) эхо-сигналов, отраженных движущимися воздушными объектами (ВО). Возможно использование изобретения в других областях техники, где производится селекция сигналов по фазе или частоте, например, в радиосвязи и в измерительной технике.

Селекция движущихся целей является одной из важнейших и сложнейших задач теории и техники радиолокации. Известные устройства селекции движущихся целей (СДЦ) выполняются в виде устройств череспериодной компенсации (ЧПК) и когерентного накопления-фильтровая система селекции движущихся целей (ФСДЦ) [1, 2].

В ФСДЦ производится оптимальная междупериодная фильтрация сигналов по частоте Допплера. В условиях априорной неопределенности этого параметра и в условиях действия интенсивных помех, создаваемых неподвижными объектами, реализация таких устройств приводит к сложному многоканальному устройству.

Системы ЧПК являются более простыми. Однако им присущи недостатки, связанные с неоптимальностью междупериодной обработки, неравномерностью их частотной (скоростной) характеристики, наличием переходных процессов, во время которых еще не достигнуто предельное (высокое) подавление сигналов неподвижных объектов и снижением подавления сигналов неподвижных объектов при сканировании диаграммы направленности по азимуту.

Системы ЧПК и ФСДЦ используются совместно, что улучшает устройство СДЦ в целом [4]. Однако указанные выше недостатки устройств ЧПК оказываются существенными и в этом случае.

Методы устранения этих недостатков известны. Например, для стабилизации коэффициента подавления при вращении антенны следует применять дополнительные антенны со специальными диаграммами направленности [1, 3].

Для улучшения равномерности скоростных характеристик в ЧПК используют обратные связи [2].

Однако все эти устройства или достаточно сложны, как например [1, 3], или связаны с компромиссом, поскольку улучшение скоростной характеристики происходит за счет увеличения длительности переходных процессов [2].

Наиболее близким к заявляемому является устройство, принятое за прототип. Оно содержит когерентный гетеродин, фазовый детектор, аналого-цифровой преобразователь, запоминающие устройства, сумматор, умножители, интегратор, сдвиговый регистр, вычитающее и суммирующее устройство. Работа устройства происходит следующим образом: в фазовом детекторе, на который, кроме сигнала, подается когерентное опорное колебание, сигнал детектируется и затем с помощью аналого-цифрового преобразователя переводится в цифровой код. Далее этот сигнал задерживается в двух последовательных запоминающих устройствах и поступает на вычитающее устройство. При этом на вычитающее устройство поступает сигнал не только после двукратной задержки, но и после однократной и корреляции его с выходным сигналом устройства в умножителе и интеграторе и незадержанным - во втором умножителе.

Выход вычитающего устройства является выходом всего устройства СДЦ. Цепи, содержащие умножители, интегратор и сдвиговый регистр, образуют обратную связь. С помощью этой цепи автоматически устанавливается оптимальное соотношение эхо-сигналов (незадержанного, задержанного и дважды задержанного) и в результате этого достигается компенсация и выделение сигналов движущихся ВО. Прототипу присущи те недостатки, о которых указывалось выше, т.е. скоростная характеристика неравномерна, имеется переходный процесс, когда подавление сигналов неподвижных объектов еще не наступило, и др.

Цель изобретения заключается в улучшении компенсации сигналов неподвижных объектов и повышения вероятности обнаружения сигналов движущихся целей.

Поставленная цель достигается тем, что в устройство, принятое за прототип и содержащее когерентный гетеродин, соединенный с фазовым детектором, подключенным к аналого-цифровому преобразователю, согласно изобретению введены два последовательно включенных запоминающих устройства и вычитающее устройство, ко второму входу которого подключено интерполирующее устройство, соединенное с выходом первого запоминающего устройства и источником опорных функций в виде постоянного запоминающего устройства.

Применение вычитающего и задерживающих устройств в системах ЧПВ известно [1, 2, 5]. В них при вычитании используются незадержанный и задержанный сигналы. В заявленном устройстве для вычитания используется не задержанный на период (или несколько) повторения сигнал, а сигнал, синтезированный из незадержанного сигнала, на основе обращения к специальному спектру его (незадержанного сигнала). При этом определение спектра производится только в области нулевых частот и, вследствие этого, образующийся из спектра сигнал содержит только сигналы неподвижных объектов. В вычитающем устройстве они компенсируются, а сигналы движущихся ВО сохраняются. Таким образом цепь формирования задержанного сигнала в заявленном устройстве имеет принципиальные отличия от известных устройств и это является первой особенностью заявленного устройства.

Вторая особенность заявленного устройства по сравнению с известными связана с наличием второго запоминающего устройства в цепи исходного сигнала. Необходимость включения его определена особенностью цепей формирования задержанного сигнала. Действительно, формирование этого сигнала происходит на основе определения их спектров. Известно, что эта операция связана с интегрированием и вообще выполняется для сигнала в целом, т.е. всего сигнала (всей пачки). Поэтому сформированный на основе спектра сигнал оказывается задержанным по отношению к исходному (порождающему) сигналу. Второе запоминающее устройство осуществляет задержку исходного сигнала, совмещает во времени сигналы на входах вычитающего устройства и тем самым обеспечивает возможность селекции сигналов от движущихся ВО.

Именно эти главные особенности заявленного устройства позволяют достичь поставленную цель и, как показывает сопоставительный анализ, отсутствуют в известных устройствах.

Это позволяет сделать вывод о том, что заявленное устройство соответствует критерию "новизны" и "существенного отличия".

Сущность изобретения поясняется графическим материалом. На фиг.1, 2, 3, 7 изображены соответственно структурные схемы прототипа, заявленного и интерполирующего устройства. На них использованы следующие обозначения: 1 - когерентный гетеродин, 2 - фазовый детектор, 3 - аналого-цифровой преобразователь, 4 - запоминающее устройство, 5 - вычитающее устройство, 6 - интерполирующее устройство, 7 - постоянное запоминающее устройство, 8 - умножитель, 9 - интегратор, 10 - сдвиговый регистр, 12 - фазовращатель на /2, 11 - сумматор, 13 - вход импульсов квантования, 14 - адресные входы, 15 - вход сигнала управления запись-считывания, 16 - вход импульса обнуления, 17 - вход импульса переноса.

На фиг.4, 5, 6, 8 изображены эпюры сигналов, поясняющие работу устройства. При этом использованы следующие обозначения: t - текущее время; Т_Г - период повторения сигналов; S₁ - эхо-сигналы; - азимут; D - дальность; D_max - максимальная дальность; 1, 2,... М - эхо-сигналы M - импульсной пачки; - ширина диаграммы направленности; ₁, ₂ - азимутальные координаты конца и начала М - импульсной пачки; P₀, Р₁, Р₂, Р - базисные функции; S_в - восстановленный сигнал; S₁₁ - задержанный сигнал; S₁ - сигнал после компенсации; С₀, С₁ , С₂ - спектральные коэффициенты для базисных функций P₀, P₁, P₂ соответственно; С ₀P₀, C₁P₁, C ₂P₂ - составляющие восстановленного сигнала; _D - частота Доплера; K₁ -коэффициент передачи сигналов; R_g - регистр сдвига; u₁, u ₂ - импульсы управления сдвиговыми регистрами; S_1i - эхо-сигнал с i^го элемента дальности; S _2i - задержанный на Т_Г эхо-сигнал с i^го элемента дальности; S_ij - эхо-сигнал с j ^го элемента дальности; t₁ - интервал считывания сигналов на интерполирующее устройство ( t₁ T_и/M). Т_и - длительность сигнала.

Как следует из фиг.2, заявленное устройство содержит последовательно соединенные когерентный гетеродин 1, фазовый детектор 2, аналого-цифровой преобразователь 3, первое и второе запоминающие устройства 4 и вычитающее устройство 5. Интерполирующее устройство 8 первым входом подключено к выходу постоянного запоминающего устройства 4, другими m входами подключено к выходам постоянного запоминающего устройства 7, а по выходу интерполирующее устройство 6 подключено ко второму входу вычитающего устройства 5. Выход когерентного гетеродина 1 подключен ко второму входу фазового детектора 2, первый вход которого соединен с выходом приемника РЛС. Кроме этого на запоминающие устройства 4 подаются сигналы управления записью-считыванием и, как и на постоянное запоминающее устройство 7, адресные сигналы. Кроме этого сигналы управления подаются на аналого-цифровой преобразователь 3 и интерполирующее устройство 6.

Устройство работает следующим образом: на первый вход фазового детектора 2 из приемника РЛС поступает сигнал на частоте когерентного гетеродина 1. На второй вход фазового детектора 2 подается опорное колебание с когерентного гетеродина 1. С выхода фазового детектора 2 видеосигналы поступают на аналого-цифровой преобразователь 3, где дискретизируются по времени и преобразуются в цифровую форму. Моменты дискретизации аналогового видеосигнала определяются управляющими сигналами на входе 13. Эти сигналы периодические и период следования их выбирается в соответствии с теоремой Котельникова [5]. Далее эхо-сигналы в цифровом коде поступают в первое запоминающее устройство 4 (ЗУ). Сигналы управления адресом, 14 обеспечивают запись сигналов всех N элементов дальности в каждом периоде повторения M-импульсной пачки и считывание этих сигналов. Для этого используются еще сигналы управления запись-считывания, которые определяют состояние ЗУ в каждый текущий момент времени. В процессе записи и считывания сигналов в ЗУ происходит обычное в технике оптимального приема совмещение во времени различных выборок принимаемого сигнала [5]. Для наглядности можно говорить о способе заполнения ЗУ при записи и очищения его при считывании. Заполнение ЗУ производится сначала по всем дальностям в одном периоде повторения, затем в следующем периоде повторения и т.д. Таким образом производится быстрое заполнение ЗУ по элементам дальности и медленное по элементам азимута.

Считывание сигналов производится с разных элементов азимута и одного элемента дальности. Затем производится переход к следующему элементу дальности и т.д. В результате производится быстрое считывание по элементам азимута и медленное по элементам дальности. Таким образом, сигнал считывания содержит М выборок оцифрованного сигнала с одного элемента дальности, подученных в М смежных периодах повторения. Этот сигнал подается на интерполирующее устройство 6. В этом устройстве производится разложение сигналов в спектр по нескольким (m=2÷ 7) низкочастотным базисным функциям и восстановление по этому спектру низкочастотных составляющих исходного сигнала. Для этого на интерполирующее устройство 6 подаются сигналы m базисных функций, которые предварительно выбраны и хранятся в цифровой форме в постоянном запоминающем устройстве 7 (ПЗУ). Порядок считывания сигналов из ПЗУ определяется импульсами управления адресом 14 и является синхронным процессу считывания сигналов из первого ЗУ 4.

При образовании в интерполяторе 6 низкочастотной компоненты сходного сигнала неизбежны затраты времени. Поэтому сигнал этот запаздывает по отношению к входному сигналу и перед вычитанием необходимо устранить неодновременность сигналов. Для этого входной эхо-сигнал из первого ЗУ 4 подается на второе ЗУ 4, в котором производится задержка его. Далее одновременные задержанный входной сигнал из второго ЗУ 4 и преобразованный сигнал из интерполятора 6 подаются на вычитающее устройство 5.

Поскольку в интерполирующем устройстве 6 используются несколько (2÷ 7) низкочастотных базисных функций, то преобразованный в нем сигнал повторяет лишь низкочастотную составляющую входного сигнала. Известно, что такие составляющие образуются отражениями от неподвижных предметов [1, 2]. Сигналы движущихся целей за счет эффекта Доплера имеют отличные от нуля несущие частоты и поэтому практически не создают вклад в спектр по используемым в интерполяторе базисным функциям. В результате этого сигналы движущихся целей не содержатся в сигнале интерполятора, являющемся преобразованным от спектрального сигнала.

Таким образом, в вычитающем устройстве 5 происходит компенсация только сигналов неподвижных объектов, а сигналы движущихся целей поступают на выход устройства. Следовательно устройство действительно селектирует сигналы движущихся целей.

Важные особенности заявленного устройства связаны с использованием восстановленного на основе спектра сигнала неподвижного объекта. Поэтому следует подробнее рассмотреть (структуру и работу интерполирующего устройства 6, в котором производится восстановление сигналов. Интерполирующее устройство 6 состоит из m (2÷ 7) параллельных каналов, каждый из которых состоит из последовательно соединенных умножителя 8, интегратора 9, сдвигового регистра 10 и второго умножителя 8. Выходы m вторых умножителей 8 соединены со входами сумматора 11, выход которого является выходом интерполирующего устройства 6. Входы m первых умножителей 8, на которые подается сигнал, соединены между собой, а на вторые m входов этих умножителей подаются m сигналов базисных функций от ПЗУ 7. Вторые входы умножителей 8 в каждом из параллельных каналов соединены между собой. На интегратор 9 и сдвиговый регистр 10 подаются соответственно импульсы для обнуления 16 и переноса сигналов 17.

Интерполирующее устройство 6 работает следующим образом: на вход его, т.е. на все m входов первых умножителей 8, поступает сигнал с первого ЗУ 4. Как указывалось ранее, это сигнал от ВО с одной дальности и состоит из М оцифрованных импульсов, следующих непрерывно один за другим. Одновременно на вторые входы m умножителей 8 поступают тоже оцифрованные сигналы m базисных функций. Результат перемножения в каждом канале поступает на интегратор 9, где производится суммирование всех М отсчетов. Для исключения ошибок, связанных с результатом предшествующего интегрирования, используется сигнал 16 для установки интегратора 9 в начальное состояние с нулевым значением выходного сигнала. Результат накопления с выхода интегратора переносится в сдвиговый регистр 10 с помощью импульса переноса 17, где запоминается до прихода следующего импульса 17. Таким образом последовательность импульсов 16 и 17 должна быть определенной. В конце цикла накопления, после действия последнего M-го импульса действует импульс переноса 17 и затеи импульс сброса 16. Сигналы, полученные в интеграторах 9 и хранящиеся в регистрах. 10 являются m отсчетами спектра сигнала ВО с одного элемента дальности. Далее эти сигналы во вторых умножителях 8 снова умножаются на базисные функции и суммируются в сумматоре 11. В результате этого образуется временной сигнал, соответствующий спектру из m отсчетов. Ранее указывалось, что при малом m (2÷ 7) и выборе оптимальных базисных функций полученный сигнал с высокой точностью соответствует низкочастотным сигналам от неподвижных объектов.

Приводимые в материалах заявки эпюры сигналов поясняют работу заявленного устройства. На фиг.4 изображены эпюры эхо-сигналов. Фиг.4а соответствует приему сигналов S₁ от ВО на некоторой дальности D₁. Эхо-сигналы следуют с периодом повторения Т_Г. С помощью ЗУ 4 эти сигналы запоминаются. В процессе запоминания и считывания сигналы совмещаются во времени. Для процессов в ЗУ удобно поэтому представить эхо-сигналы в координатах дальность-азимут, как это сделано на фиг.4б. Здесь D_max=cT_Г/2 - максимальная при данном Т _Г однозначно определяемая дальность до ВО. Сигналы от одного ВО (S₁) на этой эпюре разделены временным интервалом (Т_Г). Азимутальная координата этих сигналов практически одинакова, и различие ее определяется лишь шириной диаграммы направленности ( ). Сигналы, подлежащие запоминанию в первом ЗУ 4, поступают последовательно во времени. Как видно из фиг.4а, сигналы от одного ВО (S ₁) поступают через интервал времени T_Г. При считывании ситуация иная, поскольку считываются сигналы с одинаковых дальностей последовательно. Таким образом, сначала считываются М сигналов с первого элемента дальности, затем со второго и так далее через элемент дальности D₁ до последнего. При этом азимутальное направление этих эхо-сигналов одинаково и равно для примера, приведенного на фиг.4б. Затем в таком же порядке происходит считывание эхо-сигналов со следующего азимутального направления и т.д. Следовательно на интерполирующее устройство поступает как бы сжатая во времени пачка эхо-сигналов.

На фиг.5в изображены эпюры сигналов в основных точках заявленного устройства. S₁ - входной сигнал после первого ЗУ 4. Изображены три различные ситуации. Два первых сигнала соответствуют сигналу неподвижного объекта, различным образом ориентированного относительно интервала обработки. Последний случай соответствует приему сигнала от неподвижного и движущегося объектов. Это выражается в модуляции огибающей из-за суперпозиции сигналов. Все сигналы содержат М оцифрованных выборок. На эпюре дискретность не изображена. Базисные функции Р создаются в ПЗУ 7, синхронны с сигналами S ₁ и содержат тоже М дискретов. На эпюре изображены две базисные функции нулевого и первого порядков. Далее изображен сигнал на выходе интерполятора 6, восстановленный по спектру S_в. Видим, что этот сигнал задержан на длительность пачечного сигнала S₁. Как указывалось ранее, это связано с процессом интегрирования в интерполяторе 6. Сигнал S₁₁ повторяет по форме сигнал S₁, создается вторым ЗУ 4 и поступает на вход вычитающего устройства 5. На последней эпюре изображен результат компенсации сигналов S₁₁ и S_в в вычитающем устройстве 5. Видим, что сигналы неподвижных объектов компенсируются, поскольку форма сигналов S₁₁, и S_в в этом случае совпадает. Сигналы движущихся ВО имеют "высокочастотные" спектры и не могут быть восстановлены на основе базисных функций P₀ и P₁. Поэтому они не компенсируются. Это и отражает эпюра для третьего сигнала. В результате устройство обладает определенной скоростной характеристикой с узкой областью режекции около нулевых частот Доплера. Такая характеристика изображена на фиг.5а.

В качестве базисных функций можно использовать полиномы Лежандра, Чебышева и их модификации [6]. При обработке дискретизированных сигналов более удобными могут оказаться так называемые многочлены

Чебышева. Некоторые из них приведены ниже [7]:

P₀=1

P₁=1-2 /M-1=1-6 /M-1+6[ /M-1]· [ -1/M-2]

Здесь М - количество импульсов в пачке.

Эти последовательности являются гладкими и, следовательно, достаточно низкочастотными функциями. Увеличивая число базисных функций, можно точнее передавать форму огибающей эхо-сигналов и тем самым улучшать степень компенсации сигналов неподвижных объектов в условиях сканирования антенны по азимуту, а значит, и селекцию движущихся ВО.

На фиг.6 изображены эпюры, поясняющие работу интерполирующего устройства 6. S₁ - входной сигнал, содержащий М оцифрованных отсчетов. P₀, P₁ , P₂ - базисные функции, включая квадратичные компоненты. C₀, С₁, С₂ - спектральные коэффициенты, соответствующие базису P₀÷ P₂ . Видно, что за время сигнала происходит процесс установления этих коэффициентов. Это объясняется наличием интегратора 9 в составе интерполятора 6. Необходимое для образования сигнала S_в значение спектральных коэффициентов соответствует моменту окончания сигнала S₁. На эпюре показаны именно такие ситуации для составляющих восстановленного сигнала (С ₀P₀, C₁P₁, С₂ P₂). Видим, что форма этого сигнала повторяет базисные функции, а величина определяется конечным значением сигналов С₀, С₁ и С₂. Например, для симметричного сигнала S₁ (второй сигнал на первой эпюре) составляющая восстановленного сигнала для базисной функции С₁ равна нулю. Это отражает эпюра С₁, где видно, что результат интегрирования есть ноль, как и составляющая C₁P ₁.

После суммирования составляющих СР образуется восстановленный сигнал S_в. Видим, что он повторяет форму входного сигнала. Отличие его от последнего заключается лишь в задержке на длительность сигнала.

Реализация заявленного устройства не должна вызывать сомнений, т.к. в составе его использованы обычные для устройств СДЦ элементы. К ним относятся фазовые детекторы и когерентные гетеродины [1, стр.190, 197, 206]. Остальные элементы являются основными среди используемых в цифровой технике. Они универсальны, разработаны и удовлетворяют единым требованиям ГОСТа. К таким элементам относятся устройства задержки (матричные или на регистрах сдвига), сумматоры и вычитающие устройства, умножители и постоянные запоминающие устройства [8, стр.489 - сумматоры, стр.490 - регистры сдвига, стр. 494-ЗУ и т.д., [9].

Относительно применения заявленного устройства следует заметить, что оно одноквадратурное. В связи с этим использование его в системах СДЦ с двумя квадратурами должно проводиться известным образом, т.е. система СДЦ должна включаться в каждой квадратуре [5, с.255]. На фиг.7 изображена схема включения устройства селекции при двухквадратурной обработке. Видим, что в устройстве имеется еще одна аналогичная система селекции движущихся целей. Особенность и отличие ее состоит в том, что в ней когерентное колебание на фазовом детекторе 2 вдвинуто на /2. Это обеспечивается включением в цепи опорного колебания фазовращателя 12. Элементы, обведенные пунктиром на этой схеме, включают устройства 4, 4, 7, 6 и опущены для упрощения.

Представляется необходимым остановиться еще на работе первого ЗУ 4. Ранее указывалось, что реализация его возможна на основе матричных ЗУ или сдвиговых регистрах. Поясним для примера случай применения сдвиговых регистров. На фиг.8а изображена схема такого ЗУ. Оно содержит М-1 последовательно соединенные регистры сдвига R_g1. К выходу первого и всех последующих регистров R_g1 подключены регистры R_g2. Регистры R_g1 и R_g2 управляются периодическими импульсами U₁ и U₂ кратных частот. При этом для управления R_g2 используются импульсы более высокой частоты повторения. Количество сдвигов в регистре R_g1 определяется, числом элементов дальности и может достигать тысячи (нескольких тысяч) единиц. Для этой цели можно, например, использовать микросхему 505РУ6. В регистрах R_g2 число сдвигов невелико и определено количеством импульсов в пачке (М). Для этой цели можно использовать, например, микросхему 153ИР31. Выходной сигнал снимается с регистров R_g2 . При этом номер отвода для выходного сигнала монотонно увеличивается с постоянным шагом - 1, 2, 3 дли 2, 4, 6... и т.д. Работа такого ЗУ по сути своей близка работе аналоговой линии задержки. Поэтому в нем возникает ситуация, когда на всех выходах R_g1 появляется эхо-сигнал от одного ВО. На фиг.8 изображена ситуация, когда после R_g1 в некоторый момент времени наблюдается сигнал ВО с i^го элемента дальности (S_1i , S_2i,... S_Mi). В другой момент времени может наблюдаться сигнал ВО с j-го элемента дальности. Эти сигналы воспринимаются регистрами R_g2 и задерживается ими. В результате этого сигналы на выходе ЗУ появляются последовательно во времени. Сначала - сигнал со входа R_g1, затем -с выхода первого R_g2, выхода второго R_g2 и т.д. и последний М сигнал - с выхода (M-1)-го R_g2 . Временной интервал t₁, с которым следуют эти сигналы определяется периодом следования импульсов и дискретом задержки в регистрах R_g2 . Следует отметить, что интервал t₁ определяет частоту адресных сигналов 14, введенных ранее при описании заявленного устройства. Таким образом, используете в заявленном устройстве импульсы управления являются синхронными и отличаются лишь периодом следования. Методы формирования таких импульсов хорошо известны и широко применяются в радиолокации и в телевизионной технике, например [10].

Таким образом, применение известных элементов унифицированной элементной базы обеспечивает реализацию всех узлов, используемых в заявленном устройстве, а следовательно, и реализацию заявленного устройства в целом.

Применение заявленного устройства связано с определенными преимуществами. Так в отличие от известных устройств СДЦ и в особенности устройств СДЦ с обратными связями, применение заявленного устройства не связано с ограничениями и компромиссами из-за наличия переходных процессов. В результате этого улучшение равномерности частотной (скоростной) характеристики, а значит и вероятности обнаружения сигналов не приводит в заявленном устройстве к потерям отношения сигнал/шум. Более того, применение заявленного устройства позволяет увеличить отношение сигнал/шум, что для условий, указанных в [4], составит 2 дБ.

При применении заявленного устройства появляется возможность снижения влияния азимутального сканирования диаграммы направленности на эффективность СДЦ. Применение большего числа базисных функций в интерполирующем фильтре позволит более точно воспроизводить в нем сигналы, огибающая которых меняется при сканировании антенны по азимуту. С увеличением точности воспроизведения возрастаем степень компенсации сигналов неподвижных объектов, а значит и эффективность СДЦ в части обнаружения сигналов на фоне помех, т.е. подпомеховая видимость. Оценки [1] показывают, что устранение влияния изменения огибающей сигнала при сканировании антенны на снижение компенсации в СДЦ, а именно это и достигается в заявленном устройстве, позволяет повысить компенсацию сигналов неподвижных объектов на 17÷ 36 дБ.

ЛИТЕРАТУРА

1. П.А.Бакулев "Радиолокация движущихся целей", Москва, Сов. Радио, 1964.

2. Справочник по радиолокации, п/ред. М.Сколника, т.3, Москва, Сов. Радио, 1979.

3. Гризетти Р., Санта М., Киркпатрик Ж. "Влияние флюктуации и обзора пространства на подавление отражений от местных предметов в радиолокаторах с индикаторами движущихся целей", Вопросы радиолокационной техники, №3, 1956.

4. Экспресс-информация "Радиолокация, телевидение, радиосвязь", №26, июль 1977, ВИНИТИ, 5028 PTP.

5. Л.А.Вайнштейн, В.Д.Зубаков "Выделение сигналов на фоне случайных помех, Москва, Сов. Радио, 1960.

6. В.Л.Гончаров "Интерполирование и приближение функций", Москва, Сов. Радио, 1960.

7. В.Л.Данилов и др. "Математический анализ", Москва, Гос. изд. физ.-мат. литературы, 1961.

8. "Интегральные микросхемы", Справочник п/ред. Б.В.Тарабрина, Москва, Радио и Связь, 1984.

9. Ю.М.Кутыркин и др. "Зарубежные интегральные микросхемы широкого применения". Справочник. Москва, Энергоатомиздат, 1984 10. М.Г.Гарб "Синхронизация в телевидении", Москва, Радио и Связь, 1982.