способ энергетической оптимизации моноимпульсных антенных решеток с совместным формированием лучей

Формула изобретения

Способ энергетической оптимизации моноимпульсных антенных решеток с совместным формированием лучей, основанный на взвешивании сигналов, принятых каждым излучателем, с помощью весовых коэффициентов, разделении этих сигналов на два канала, суммировании сигналов с одноименных выходов делителей с соответствующим прогрессивно нарастающим и убывающим фазовым сдвигом, обеспечивающим отклонение каждого луча на угол ±, и последующем образовании суммарной и разностной диаграмм направленности, в соответствии с которым комплексные весовые коэффициенты находят как главный вектор пучка эрмитовых форм, соответствующий наибольшему характеристическому числу пучка, при определении которого используют информацию о направлении на источник сигнала и о распределении источников помех, а в качестве первой и второй эрмитовых форм пучка выбирают соответственно мощность сигнала в суммарном канале и сумму мощностей шумов и помех в лучах моноимпульсной группы, отличающийся тем, что комплексные весовые коэффициенты части N-2M элементов моноимпульсной антенной решетки, где N - общее число элементов моноимпульсной антенной решетки, а 2М - число элементов с независимыми комплексными весовыми коэффициентами, принимают равными произведению исходных весовых коэффициентов, обеспечивающих ориентацию равносигнального направления на источник сигнала, на общий для этих элементов комплексный весовой коэффициент I_р, определяемый из решения задачи оптимизации, после чего комплексные весовые коэффициенты всех элементов нормируют к значению I_р, в связи с чем весовые коэффициенты неадаптируемых N-2M элементов не изменяют, а ранг эрмитовых форм понижают до порядка 2М+1.

Описание изобретения к патенту

Изобретение относится к антенной технике и может быть использовано для оптимального управления комплексными взвешивающими устройствами в каналах моноимпульсных антенных решеток (MAP) по критерию максимума отношения сигнал/шум+помеха.

Известен способ формирования нуля диаграммы направленности (ДН) фазированной антенной решетки (АР), основанный на выделении двух адаптивных М-элементных подрешеток, расположенных на краях исходной, и введении фазовых поправок в элементы адаптивных подрешеток [1]. Получаемое при реализации этого способа решение не является оптимальным, поскольку при формировании нуля не учитывают мощность помехового сигнала, а также собственные шумы приемной системы. Данное обстоятельство является недостатком известного способа.

Более близким по технической сущности к заявленному способу является способ энергетической оптимизации моноимпульсных антенных решеток с совместным формированием лучей [2].

Существо известного способа оптимизации заключается в выборе в качестве максимизируемого интегрального параметра MAP с совместным формированием лучей отношения мощности сигнала в суммарном канале MAP к сумме мощностей собственных шумов и помех в каждом из каналов MAP (Р_ш+Р_п)^(1,2), т.е.

представлении (1) в виде отношения эрмитовых форм и последующем определении вектора оптимальных комплексных весовых коэффициентов (KBК) на основе теоремы об экстремальных свойствах отношения эрмитовых форм, при определении которых используется информация о направлении на источник сигнала < ₀> и распределении шумов и помех в пространстве <Т()>.

Недостатком известного способа энергетической оптимизации MAP является то, что оптимизация MAP достигается изменением КВК во всех элементах, что усложняет реализацию способа и может не позволить реализовать известный алгоритм в реальном масштабе времени, особенно при больших размерах MAP.

Предлагаемый способ направлен на устранение упомянутых выше недостатков известных способов. Структурная схема устройства, функционирующего по предлагаемому способу, представлена на фиг.1. На фиг.2 и 3 представлены соответственно суммарные и разностные ДН MAP с совместным формированием лучей до оптимизации и после оптимизации по известному и предлагаемому способам. На фиг.4 приведены амплитудные распределения, соответствующие результатам оптимизации по известному и заявленному способам соответственно.

Рассмотрим существо предлагаемого способа. Как и в прототипе, сигналы, принятые излучателями, взвешивают с помощью КВК, разделяют на два канала, суммируют сигналы с одноименных выходов делителей с соответствующим прогрессивно нарастающим и убывающим фазовым сдвигом, обеспечивающим отклонение каждого луча на угол ±, после чего образуют суммарную и разностную ДН, причем КВК находят как главный вектор пучка эрмитовых форм, соответствующий наибольшему характеристическому числу пучка, при определении которого используют информацию о направлении на источник сигнала и о распределении источников помех, а в качестве первой и второй эрмитовых форм пучка выбирают соответственно мощность сигнала в суммарном канале и сумму мощностей шумов и помех в лучах моноимпульсной группы.

Однако в отличие от прототипа КВК части (N-2M) элементов MAP, где N - общее число элементов MAP, a 2M - число элементов с независимыми комплексными весовыми коэффициентами в двух подрешетках, принимают равными произведению исходных весовых коэффициентов, обеспечивающих ориентацию равносигнального направления (РСН) на источник сигнала, на общий для этих элементов КВК I_р , определяемый из решения задачи оптимизации, после чего комплексные весовые коэффициенты всех элементов нормируют к значению I _р, в связи с чем весовые коэффициенты неадаптируемых N-2M элементов не изменяют, а ранг эрмитовых форм понижают до порядка 2М+1.

Проведенный сравнительный анализ заявленного способа и прототипа показывает, что заявленный способ отличается тем, что изменены условия выполнения операции взвешивания, поскольку КВК в 2M адаптируемых элементах находят при условии равенства оставшейся части N-2M КВК произведению исходных значений весовых коэффициентов этих элементов на общий для этих элементов КВК, который определяют из решения задачи оптимизации, после чего нормируют КВК всех элементов к значению общего для N-2M элементов КВК.

Рассмотрим предлагаемый способ энергетической оптимизации MAP с совместным формированием лучей, полагая, как и в прототипе [2], что распределение шумов и помех в пространстве <Т()> известно, причем мощность помех в Т() нормирована к мощности собственных шумов приемной системы, как в [3, 4].

С учетом структурной схемы оптимизируемой MAP, представленной на фиг.1, для одновременной оптимизации и суммарной, и разностной ДН используем функционал (1), где в предположении единичной нагрузки числитель представляет мощность сигнала в суммарном канале MAP

а знаменатель - сумму мощностей шумов и помех в первом и втором лучах моноимпульсной группы, причем

Выражение (3) записано в предположении, что размеры излучателей вдоль оси X бесконечны, а излучение производится в полупространство z>0.

В (2) и (3)

Верхний знак в (4) и далее берется при =1.

Учитывая, что после взвешивания сигналов, принятых каждым излучателем, их разделяют на два канала и суммируют сигналы с одноименных выходов делителей с соответственно прогрессивным нарастающим и убывающим фазовым сдвигом, обеспечивающим отклонение каждого луча на угол ±, представим выражение для лучей моноимпульсной группы в виде:

где

, y₀ - длина волны и шаг решетки,

I_p - неизвестный комплексный весовой коэффициент, принятый равным для всех N-2M неадаптируемых элементов MAP,

- фазовый сдвиг, обеспечивающий ориентацию равносигнального направления MAP на источник сигнала,

f_m() - парциальная ДН MAP, полученная при возбуждении m-го входа волной единичной амплитуды и нулевой фазы.

Тогда для суммарной ДН получим

где

В (9) и - мерные вектор-строка и вектор-столбец соответственно с элементами

Принимая во внимание (2) и (9), можем записать

где

- эрмитова матрица 2М+1-го порядка с элементами

Аналогично можно для мощности шума и помех в -м луче моноимпульсной группы записать

где - эрмитова матрица 2М+1-го порядка с элементами

где - вектор-столбец.

С учетом (14) и (17) можем представить отношение мощности сигнала в суммарном канале к сумме шумов и помех в лучах моноимпульсной группы в виде

где [B’] - эрмитова матрица М+1-го порядка с элементами

Выражение (19) представляет собой отношение эрмитовых форм, которому соответствует пучок эрмитовых форм

В связи с этим в дальнейшем для определения максимума (19) (или, что то же самое (1)) воспользуемся теоремой об экстремальных свойствах отношения эрмитовых форм [5], а именно одним из частных случаев этой теоремы.

В соответствии с [3], если матрица, образующая первую эрмитову форму (числитель функционала (19)), может быть представлена в виде (15), где - вектор-строка, то наибольшее и неравное нулю собственное значение пучка эрмитовых форм (21) определяется выражением

а собственный вектор, обеспечивающий максимум функционала (19), находится аналитически из выражения

После определения вектора его элементы нормируют к значению I_p, т.е.

Работа устройства, функционирующего по предложенному способу, может быть проиллюстрирована с помощью фиг.1. Информация о направлении ₀ на источник сигнала и о распределении источников помех Т() в пространстве поступает на входы 1 и 2 вычислителя КВК 3, функционирующего в соответствии с (23) и (24). Принятые первыми М и последними М элементами 4 решетки сигналы взвешивают с помощью устройств комплексного взвешивания 5 в соответствии с (24), поступающими от вычислителя 3.

Сигналы, принятые неадаптируемыми элементами MAP (с М+1 по N-M), взвешивают весовыми коэффициентами 6 exp(-j _m), обеспечивающими ориентацию равносигнального направления MAP на источник сигнала.

После этого сигналы всех элементов проходят на входы делителей 7 на два направления. Сигналы с одноименных выходов делителей поступают на входы сумматоров 9 и 10 соответственно через фиксированные фазовращатели 8. При этом на входах сумматора 9 обеспечивается прогрессивный нарастающий, а на входах сумматора 10 - убывающий фазовый сдвиг. В результате на выходах сумматоров 9 и 10 формируются лучи моноимпульсной группы, из которых суммарно-разностный преобразователь 11 формирует суммарную 13 и разностную 12 ДН.

На фиг.2 и 3 сплошной линией представлены соответственно суммарная и разностная ДН неоптимизированной MAP с совместным формированием лучей (т.е. при отсутствии помех), соответствующие исходному равномерному амплитудному и линейному фазовому распределению. Расчеты выполнены для решетки ненаправленных излучателей с параметрами N=29, y₀=0.5, при ₀=20° и =1.9°, а также функции Т() следующего вида

Для иллюстрации возможностей заявленного способа на краях MAP выделены две подрешетки по семь элементов в каждой (М=7), соответственно ранг пучка эрмитовых форм (21) по сравнению с известным способом снижен с 29 до 15, что является существенным преимуществом.

В общем случае число элементов в подрешетках М может быть произвольным, но не более (N-1)/2, при этом необходимо учитывать, что чем больше М, тем ближе получаемое решение к решению, получаемому по известному способу. В предельном случае, когда M=(N-1)/2, эти решения полностью совпадают. Выбор числа М зависит от количества элементов MAP и характера функции Т().

Пунктирными линиями на фиг.2 и 3 представлены результаты энергетической оптимизации соответственно в суммарной и разностной ДН, полученные при реализации известного способа [2].

Штрихованными линиями на фиг.2 и 3 представлены результаты энергетической оптимизации соответственно в суммарной и разностной ДН, полученные при реализации заявленного способа. На фиг.2 и 3 направление прихода помехи показано сплошной линией.

На фиг.4 сплошной линией представлено нормированное амплитудное распределение, соответствующее известному способу оптимизации, а штрихованной линией представлено нормированное амплитудное распределение, соответствующее заявленному способу.

Результаты моделирования показали, что в случае воздействия распределенной помехи вида (23) отношение сигнал/шум+помеха в суммарном канале до оптимизации составляет -4.1 дБ, а после оптимизации известным и заявленным способами соответственно 17.6 и 17.5 дБ, что свидетельствует о высокой эффективности заявленного способа, при этом полученный результат по заявленному способу достигается изменением амплитуд и фаз только в части (14-ти из 29-ти) элементов MAP.

Амплитуды КВК, соответствующие сравниваемым способам, приведены в таблице 1.

Таблица 1
	Номер КВК, n
	1,29	2,28	3,27	4,26	5,25	6,24	7,23	8,22	9,21	10,20	11,19	12,18	13,17	14,16	15
Исх. распре деле ние	1	1	1	1	1	1	1	1	1	1	1	1	1	1	1
Извест ный способ	0.17	0.2	0.25	0.34	0.44	0.52	0.59	0.66	0.74	0.82	0.9	0.95	0.98	0.99	1
Заявлен ный способ	0.46	0.36	0.34	0.53	0.72	0.74	0.79	1	1	1	1	1	1	1	1

Предлагаемый способ может быть применен также к MAP с направленными идентичными и к MAP с неидентичными (например, искаженными взаимными связями) излучателями.

ИСТОЧНИКИ ИНФОРМАЦИИ

1. Патент №2123743 РФ. Способ формирования нуля диаграммы направленности фазированной антенной решетки. /Мануйлов Б.Д., Башлы П.Н., Гладушенко С.Г.// Б.И. 1998. №35.

2. Патент №2169970 РФ. Способ энергетической оптимизации моноимпульсных антенных решеток с совместным формированием лучей. Мануйлов Б.Д., Башлы П.Н., Каменюк А.Б., Тугушев С.В.// Б.И. 2001. №18.

3. Cheng D.K. Optimization techniques for antenna arrays// IEEE Proc. 1971. V.59. №12. Р.1664.

4. Проблемы антенной техники. /Под ред. Л.Д.Бахраха, Д.И.Воскресенского. - М.: Радио и связь, 1989.

5. Гантмахер Ф.Р. Теория матриц. 4-изд. М.: Наука. Гл. ред. физ.-мат. лит., 1988.