способ регулирования выходного напряжения преобразователя переменного тока в постоянный

Формула изобретения

Способ регулирования выходного напряжения преобразователя переменного тока в постоянный, содержащего неуправляемый мостовой выпрямитель, сглаживающий LC-фильтр, замыкающий ключ и размыкающий двухоперационный ключ силового переключательного канала, включенные между дросселем указанного фильтра и разнополярными выводами конденсатора указанного фильтра, к которым подключена нагрузка, таким образом, что при замкнутом состоянии размыкающего двухоперационного ключа и разомкнутом состоянии замыкающего ключа под воздействием выходного напряжения неуправляемого мостового выпрямителя происходит накопление энергии в указанном дросселе, а при разомкнутом состоянии размыкающего двухоперационного ключа и замкнутом состоянии замыкающего ключа накопления в указанном дросселе энергия передается в конденсатор и нагрузку, датчик потребляемого тока и датчик входного напряжения, заключающийся в том, что осуществляют сравнение сигнала датчика потребляемого тока с опорным сигналом, формируемым датчиком входного напряжения, и в случае превышения опорным сигналом сигнала датчика потребляемого тока включают размыкающий двухоперационный ключ и выключают замыкающий ключ, а в случае превышения сигналом датчика потребляемого тока сигнала опорного напряжения выключают размыкающий двухоперационный ключ и включают замыкающий ключ, отличающийся тем, что в моменты коммутаций указанных ключей осуществляют модуляцию величины коэффициента передачи датчика входного напряжения, поддерживая высокое значение К_в указанного коэффициента при включенном, низкое значение К_н при выключенном состояниях двухоперационного ключа и сохраняя неизменной глубину модуляции К=(К _в-К_н) коэффициента передачи датчика входного напряжения.

Описание изобретения к патенту

Изобретение относится к области преобразовательной техники и может использоваться в системах электропитания технологических нагрузок с глубоким регулированием выходного напряжения и активной коррекцией коэффициента мощности.

Известен способ регулирования выходного напряжения преобразователя переменного тока в постоянный, содержащего неуправляемый мостовой выпрямитель, сглаживающий LC-фильтр с двухоперационным ключом, датчик потребляемого тока и датчик входного напряжения, заключающийся в том, что коммутации двухоперационного ключа осуществляют с частотой, многократно превышающей частоту входного переменного напряжения, причем включение производят при нулевом значении сигнала датчика потребляемого тока, а выключение осуществляют в момент возрастания последнего до значения опорного сигнала, формируемого датчиком входного напряжения [1].

Недостатком известного способа является ограниченный диапазон регулирования выходного напряжения, поскольку значительная часть области возможных значений (0÷ 1) относительной продолжительности включения двухоперационного ключа должна модулироваться по синусоидальному закону для активной коррекции коэффициента мощности путем формирования квазисинусоидальной формы потребляемого тока. Однако существенные пульсации потребляемого тока на частоте коммутаций двухоперационного ключа ограничивает и величину коэффициента мощности.

Наиболее близким по технической сущности к предлагаемому является способ регулирования выходного напряжения преобразователя переменного тока в постоянный, содержащего неуправляемый мостовой выпрямитель, сглаживающий LC-фильтр с двухоперационным ключом, датчик потребляемого тока и датчик входного напряжения, заключающийся в том, что осуществляют сравнение сигнала датчика потребляемого тока с опорным сигналом, формируемым датчиком входного напряжения, и в случае превышения опорного сигнала включают, а в случае превышения сигнала датчика потребляемого тока выключают двухоперационный ключ [2].

Недостатком известного способа является ограниченный диапазона регулирования выходного напряжения, осуществляемого изменением частоты коммутаций двухоперационного ключа, верхнее значение которой ограничено допустимым уровнем динамических потерь в двухоперационном ключе, а нижнее значение ограничено требованием поддержания квазисинусоидальной формы потребляемого тока для активной коррекции коэффициента мощности. Снижение частоты коммутаций двухоперационного ключа снижает точность формирования квазисинусоидальной формы потребляемого тока и соответственно величину коэффициента мощности.

Цель предлагаемого изобретения состоит в расширении диапазона регулирования выходного напряжения при сохранении заданной величины коэффициента мощности.

Поставленная цель достигается тем, что в моменты коммутаций двухоперационного ключа осуществляют модуляцию величины коэффициента передачи датчика входного напряжения, поддерживая высокое значение К_в при включенном, низкое значение К_н при выключенном состояниях двухоперационного ключа и сохраняя неизменной глубину модуляции К=(K_в-К_н) коэффициента передачи датчика входного напряжения.

На фиг.1 изображена схема устройства для реализации предлагаемого способа; на фиг.2 - графическое изображение гистерезисной функции сравнения; на фиг.3 - временные диаграммы, поясняющие сущность предлагаемого способа.

Устройство, реализующее предлагаемый способ, содержит неуправляемый мостовой выпрямитель 1, сглаживающий LC-фильтр, образованный дросселем 2 и конденсатором 3, двухканальный релятор 4, в состав которого входит дифференциальный компаратор 5, управляющий замыкающим 6 и размыкающим 7 ключами информационного переключательного канала 8, а также замыкающим 9 и размыкающим 10 ключами силового переключательного канала 11, датчик входного напряжения 12, датчик потребляемого тока 13. Датчик входного напряжения 12 имеет два выхода, один с коэффициентом передачи K_в, другой с коэффициентом передачи К_Н, которые подключены к информационному переключательному каналу 8. Выходы датчика потребляемого тока 13 и информационного переключательного канала 8 подключены к инверсному и прямому входам соответственно дифференциального компаратора 5. Замыкающий 9 и размыкающий 10 ключи силового переключательного канала 11 включены между дросселем 2 и разнополярными выводами конденсатора 3, к которым подключена нагрузка 14. В силовом переключательном канале 11 размыкающий ключ 10 должен быть двухоперационным, для замыкающего ключа 9 допускается простейшая реализация в виде диода.

Способ регулирования выходного напряжения состоит в следующем.

Двухканальный релятор 4 воспроизводит базовые операции предикатной алгебры выбора (ПАВ), которыми являются ПАВ-дизъюнкция (V) и ПАВ-конъюнкция ( )

V(y₁,y₂)=y₁· I(x₁-x₂)+y₂· I(x₂-x₁),

(y₁,y₂)=y₁· I(x₂-x₁)+y₂· I(x₁-x₂),

где y₁,y ₂ - предметные переменные, в общем случае любые физические параметры, действующие на входах информационного 8(y_1i ,y_2i) или силового 11(y_1F,y_2F ) переключательных каналов; х₁,х₂ - предикатные переменные, действующие на входах дифференциального компаратора 5; I(х) - единичная функция, равная 0 при х<0 или 1 при х>0, формируемая на выходе дифференциального компаратора 5.

Для информационного переключательного канала 8 предметные переменные определяются выходными сигналами датчика входного напряжения 12

y_1i=K_н· | e(t)| , y_2i=K_В· | e(t)| ,

где e(t) - входное переменное напряжение мостового выпрямителя 1.

Коэффициенты передачи датчика входного напряжения 12 могут изменяться в широких пределах при сохранении соотношения K_В>К_Н, обеспечивая соотношение предметных переменных y_2i>y_1i , одна из которых в предельном случае может поддерживаться на минимальном уровне y_1i=0 заданием К_Н=0.

Для силового переключательного канала 11 предметными переменными y_1F,y_2F служит ток дросселя 2, представляющий собой модуль-функцию потребляемого тока i_П=0, т.е.

Y_1F=y_2F=| i_П(t)| .

Предикатная переменная х₂ на инверсном входе дифференциального компаратора 5 определяется выходным сигналом u_т датчика потребляемого тока 13

x₂=u_Т=K _т· r_Т· | i_П(t)| .

где К_Т, r_Т - коэффициент передачи и внутреннее сопротивление датчика потребляемого тока 13.

Предикатная переменная x₁ на прямом входе дифференциального компаратора 5 определяется ПАВ-функцией гистерезисного типа, формируемой информационным переключательным каналом 8 двухканального релятора 4

Z=x₁=| e(t)| · [K_В· I(Z-x₂)+K _Н· I(x₂-Z)],

графическое изображение которой представлено на фиг.2.

Как видно из фиг.2, перемещение изображающей точки при увеличении или уменьшении предикатной переменной х₂ (мгновенных значений потребляемого тока) происходит по петле гистерезиса до “упоров”, задаваемых предметными переменными y_1i,y_2i и соответственно параметрами датчика входного напряжения 12, т.е. значениями коэффициентов передачи K_В и К_Н.

Пока x₁ <х₂, выходной сигнал дифференциального компаратора 5, равный I(x₁-х₂)=0, поддерживает ключи 6, 7 информационного переключательного канала 8 и ключи 9, 10 силового переключательного канала 11 в положении, изображенном на фиг.1. Под действием выходного напряжения | e(t)| мостового выпрямителя 1 в дросселе 2 нарастает ток, равный | i_П (t)| , и происходит накопление энергии, которому соответствует движение изображающей точки по “верхней” ветви петли гистерезиса (фиг.2) до момента наступления равенства

х₂=К _Т· r_Т· | i_П(t)| =х₁=y_2i=K _В· | e(t)| .

С этого момента выходной сигнал дифференциального компаратора 5 принимает значение I(x₁-х₂)=1, замыкающее ключи 6, 9 и одновременно размыкающее ключи 7, 10 в информационном 8 и силовом 11 переключательных каналах соответственно. Происходит переход изображающей точки на “нижнюю” ветвь петли гистерезиса, предикатная переменная x₁ начинает отождествляться с предметной переменной y_1i, т.е.

x₁ =y_1i=K_Н· | е(t)| ,

а ток дросселя 2 и соответственно величина потребляемого тока i_П(t) начинает уменьшаться под действием встречного напряжения конденсатора 3. Энергия, накопленная в дросселе 2, передается в конденсатор 3 и в нагрузку 14, а изображающая точка перемещается по “нижней” ветви петли гистерезиса (фиг.2) до момента наступления равенства

x₂=К_т· r_т· | i _П(t)| =х₁=y_1i=К_Н· | e(t)| .

С этого момента выходной сигнал дифференциального компаратора 5 вновь принимает значение I(х₁-х₂)=0, ключи 6, 7 информационного переключательного канала 8 и ключи 9, 10 силового переключательного канала 11 возвращаются в исходное состояние, а изображающая точка переходит на “верхнюю” ветвь петли гистерезиса. Далее процессы повторяются.

Таким образом, перемещению изображающей точки по петле гистерезиса соответствует периодическое чередование процессов накопления энергии в дросселе 2 и последующей передачи в конденсатор 3 и нагрузку 14.

Фаза накопления энергии в дросселе 2 на каждом интервале преобразования T_П (n) завершается нарастанием тока до максимального значения (фиг.3)

а фаза передачи энергии из дросселя 2 завершается уменьшением тока до значения

где U_Н - напряжение на конденсаторе 3 и нагрузке 14 (пульсации не учитываются); t_И(n), t_П (n) - продолжительность фазы накопления энергии в дросселе 2 и фазы передачи энергии в конденсатор 3 и нагрузку 14 соответственно; (n)=t_И(n)/T_П(n) - относительная продолжительность фазы накопления энергии в дросселе 2; L - индуктивность дросселя 2; е_n - среднее значение входного напряжения на интервале преобразования T_П(n), которое с достаточной для практических оценок точностью определяется соотношением

Е_m - амплитуда входного напряжения.

Выбором параметров датчика входного напряжения 12 можно поддерживать различные режимы формирования квазисинусоидальной формы потребляемого тока в процессе регулирования выходного напряжения.

При К_Н=0 поддерживается граничный режим работы с нулевыми значениями потребляемого тока i_П(n-1)=i_П (n)=0 на границах каждого интервала преобразования Т_П (n), в котором динамические потери в ключах 9, 10 силового переключательного канала 11 минимальны, но одновременно снижается и величина коэффициента мощности из-за существенных пульсаций потребляемого тока (фиг.3б).

При K=K_В-К_Н=const поддерживается режим квазипостоянного тока на каждом интервале преобразования Т_П(n), обеспечивающий возможность достижения предельной величины коэффициента мощности за счет минимизации пульсаций потребляемого тока при К 0 (фиг.3в), но ценой увеличения динамических потерь в ключах 9, 10 силового переключательного канала 11.

В граничном режиме функционирования параметры датчиков потребляемого тока 13 и входного напряжения 12 непосредственно определяют, как следует из (1), (2), максимальное значение тока

продолжительности фазы накопления энергии в дросселе 2

фазы передачи энергии в конденсатор 3 и нагрузку 14

а также продолжительность каждого интервала преобразования

Как видно из приведенных соотношений произведение

сохраняет неизменное значение, обеспечивая постоянство соотношения

и соответственно входного сопротивления R преобразователя (i_n - среднее значение потребляемого тока на интервале преобразования). Соотношение (3) показывает, что коммутация ключей 9, 10 силового переключательного канала 11 в процессе формирования квазисинусоидальной формы потребляемого тока осуществляется в режиме частотно-импульсной модуляции при адаптивной ширине петли гистерезиса, определяемой текущей величиной входного переменного напряжения. Последнее обстоятельство облегчает формирование синусоидальной огибающей потребляемого тока в зоне переходов входного напряжения e(t) через нулевые значения. Кратность изменения продолжительности интервалов преобразования и соответственно частоты коммутаций

определяется только уровнем выходного напряжения U ^* _Н=U_Н/E_m, а входное сопротивление преобразователя

только параметрами датчиков входного напряжения 12 и потребляемого тока 13.

Величину выходного напряжения U_Н в граничном режиме можно определить из условия энергетического баланса на интервале периода Т входного переменного напряжения. Доза энергии dW(n), которая сначала накапливается в дросселе 2, затем передается в конденсатор 3 и нагрузку 14 на одном интервале преобразования T_П(n), составляет

а количество энергии, потребляемой за период входного переменного напряжения, определяется суммированием отдельных доз

При высокой частоте преобразования, когда N>>1, Т>>T_П(n) и возможна замена е_n на e(t), dW(n) на dW(t), суммирование эквивалентно операции интегрирования

где E - эффективное значение входного переменного напряжения.

Равное количество энергии при отсутствии потерь поступает в нагрузку 14

а величина выходного напряжения устанавливается на уровне

где х_L - сопротивление дросселя 2 на частоте входного переменного напряжения. Полученное соотношение показывает возможность параметрического регулирования в широких пределах выходного напряжения путем изменения коэффициента передачи K _B датчика входного напряжения 12. При этом обеспечивается линейность регулировочной характеристики и одновременно достаточно высокий уровень коэффициента мощности за счет принудительного формирования квазисинусоидальной формы потребляемого тока.

В режиме квазипостоянного тока на интервалах преобразования T_П(n) соотношения (1), (2) с учетом е_n e_n=1 при N>>1 также позволяют определить продолжительность фазы накопления энергии в дросселе 2

фазы передачи энергии из дросселя 2 в конденсатор 3 и нагрузку 14

продолжительность интервала преобразования

а также входное сопротивление преобразователя

где K=K_B-К_H.

Как видно, при квазипостоянном токе на интервалах преобразования T_П(n) сохраняется режим частотно-импульсной модуляции, причем диапазон изменения частоты коммутации ключей двухканального релятора 4 на интервале полупериода входного переменного напряжения также определяется соотношением (4).

Доза энергии dW(n), которая передается в конденсатор 3 и нагрузку 14 на произвольном интервале преобразования T_П(n), определяется соотношением

а количество энергии, передаваемой за период входного переменного напряжения, определяется соотношением

Тогда уровень выходного напряжения, определяемый из уравнения энергетического баланса W_П=W_Н с учетом (5), составит

Как видно, в режиме квазипостоянного тока на интервалах преобразования Т_П(n) сохраняется возможность параметрического регулирования в широких пределах выходного напряжения изменением коэффициента передачи K_B датчика входного напряжения 12. Поддержанием в процессе регулирования K=const обеспечивается неизменность продолжительностей фазы накопления энергии в дросселе 2 (t_И=const) и интервалов преобразования Т_П(n). При этом сохраняется неизменным уровень пульсаций тока на частоте преобразования и соответственно величина коэффициента мощности во всем диапазоне регулирования выходного напряжения. Кроме того, сохраняется неизменным уровень динамических потерь в ключах силового переключательного канала 11.

Таким образом, предлагаемый способ регулирования выходного напряжения обеспечивает достижение положительного эффекта, который состоит в расширении диапазона регулирования с заданной величиной коэффициента мощности за счет поддержания квазисинусоидальной формы потребляемого тока с неизменным уровнем пульсаций на частоте коммутаций ключей двухканального релятора, в том числе и в зонах перехода входного переменного напряжения через нулевые значения благодаря адаптивной ширине петли гистерезиса.

Источники информации

1. Мелешин В.И., Нечагин М.А. Проектирование однофазных выпрямителей с активной коррекцией коэффициента мощности. - Электротехника, №3, 1998, с.42-48.

2. Флоренцев С.Н. Активная коррекция коэффициента мощности преобразователей с однофазным выпрямителем на входе. - Электротехника, №3, 1992, с.28-31.