автономный инвертор

Формула изобретения

Автономный инвертор, содержащий мост на тиристорах и встречно-параллельных диодах, одна диагональ которого образована последовательно соединенными коммутирующими конденсатором и дросселем, а другая - последовательно соединенными защитным дросселем и нагрузочным контуром, в схему которого входят обмотка индуктора и компенсирующая конденсаторная батарея, отличающийся тем, что ветвь защитного дросселя и нагрузочного контура присоединена к мосту непосредственно между точкой объединенных анодов и точкой объединенных катодов его тиристоров, при этом в схему нагрузочного контура введен дополнительный сглаживающий дроссель, а компенсирующая конденсаторная батарея разделена на две части и одна из ветвей нагрузочного контура представляет собою последовательное соединение обмотки индуктора с первой компенсирующей конденсаторной батареей емкостью

,

а другая - последовательное соединение второй компенсирующей конденсаторной батареи емкостью

и согласующего дросселя индуктивностью

,

где - коэффициент превышения номинального напряжения V _н на обмотке индуктора относительно номинального выходного напряжения инвертора B_инв;

Р_н - номинальная активная мощность индуктора на номинальной частоте f;

cos _и - коэффициент мощности нагруженного индуктора на номинальной частоте f;

- коэффициент превышения напряжения V_C2 на второй компенсирующей конденсаторной батарее относительно номинального выходного напряжения инвертора V_инв.

Описание изобретения к патенту

Изобретение относится к области преобразовательной техники и может найти широкое применение в системах индукционного нагрева металлов.

Известен автономный инвертор, содержащий мост на тиристорах и встречно-параллельных диодах, одна диагональ которого содержит коммутирующую LC-цепь, а другая - разделительный конденсатор, защитный дроссель и нагрузочный колебательный контур, образованный соединенными параллельно индуктором и компенсирующей конденсаторной батареей (Частотные характеристики одномостового инвертора со встречно-параллельными диодами и удвоением частоты: Тиристорные преобразователи частоты для индукционного нагрева металлов / Кацнельсон С.М., Сабанеева Г.И., Ройзман П.С, Рыбенкова О.Н., Снятков Е.И. Уфа: Изд-во УАИ, 1974. Вып.64. С.75-90).

Недостатком данного инвертора является сравнительно низкий допустимый по запасу устойчивости уровень номинального действующего значения его выходного напряжения, составляющий примерно половину напряжения источника питания постоянного тока. Дальнейшее повышение выходного напряжения инвертора за счет увеличения эквивалентного активного сопротивления нагрузочного контура сопряжено с существенным уменьшением длительности интервала проводимости встречно-параллельных диодов и, следовательно, времени, предоставляемого на восстановление управляемости тиристоров, и снижением устойчивости инвертора. При этом длительность вышеуказанного временного интервала сокращается вследствие нарастания напряжения на разделительном конденсаторе за счет подзарядки его током источника питания через фильтрованный дроссель (Особенности работы тиристорного инвертора при переменной активно-емкостной нагрузке: Тиристорные преобразователи частоты для индукционного нагрева металлов / Кацнельсон С.М., Сабанеева Г.И., Гутин Л.И., Рыбенкова О.Н. Уфа: Изд-во УАИ, 1974. Вып.64. С.52-59).

Известен автономный инвертор, содержащий два тиристорно-диодных моста, каждый из которых содержит коммутирующую LC-цепь, а нагрузка подключена между точками соединения каждого моста с соответствующим фильтровым дросселем (Анализ электромагнитных процессов в тиристорном инверторе со встречно-параллельными диодами и нагрузкой, включенной между входными дросселями: Тиристорные преобразователи частоты для индуктивного нагрева металлов / Кацнельсон С.М., Киселева Л.Н., Охотников В.А. Уфа: Изд-во УАИ, 1972. Вып.39. С.36-55).

В таком инверторе удается достичь уровня номинального выходного напряжения, примерно равного напряжению его источника питания.

Недостатками данного инвертора являются принципиальная необходимость введения второго моста и соответственно второго фильтрового дросселя, а также возникающая при этом потребность в увеличении индуктивности самих фильтровых дросселей с целью предотвращения их шунтирующего влияния на нагрузку. Кроме того, номинальные напряжения серийных индукторов для нагрева металлов в подавляющем большинстве случаев оказываются в полтора и более раз выше номинального выходного напряжения такого инвертора.

Известен автономный инвертор, выбранный в качестве прототипа заявляемого изобретения (Тиристорные преобразователи повышенной частоты для индукционного нагрева металлов: Промышленная энергетика / Кацнельсон С.М., Гутин Л.И., Охотников В.А., Головнин Л.А., Кашин В.А., Рублев Ю.Г. 1972. №1. С.45-48), содержащий мост на тиристорах и встречно-параллельных диодах, одна диагональ которого образована последовательно соединенными коммутирующими конденсатором и дросселем, а другая - последовательно соединенными защитным дросселем и нагрузочным контуром, в схему которого входят обмотка индуктора и компенсирующая конденсаторная батарея, при этом данная диагональ содержит разделительный конденсатор, а индуктор подключается к инвертору по автотрансформаторной схеме.

За счет разделения секций обмотки индуктора по двум параллельным ветвям нагрузочного контура удается повысить напряжение на всей обмотке индуктора до требуемого уровня без применения специального согласующего трансформатора. Однако недостатком данного инвертора является различие токов секций обмотки индуктора в резонансном режиме работы нагрузочного контура, а также сдвиг этих токов между собой по фазе на угол, значительно меньший, чем 180 электрических градусов. Вследствие этого при периодическом индукционном нагреве кузнечных заготовок, термообработке деталей токами повышенной частоты и т.п. возникает неоднородность нагрева изделия по его частям. В зоне же средней точки подключения обмотки индуктора взаимоиндукция по активным составляющим токов его секций, расположенных в разных ветвях нагрузочного контура, может вообще ослабить результирующее магнитное поле, создавая локальный провал интенсивности нагрева.

Задачей, на решение которой направлено заявляемое изобретение, является обеспечение принципиального равенства токов всех витков обмотки индуктора и, следовательно, максимально возможной однородности нагрева металла, помещенного в индуктор, при условии получения на его обмотке требуемого номинального напряжения без применения согласующего трансформатора; и повышение запаса устойчивости инвертора по времени, предоставляемому на восстановление управляемости тиристоров.

Задача решается тем, что в автономном инверторе, содержащем мост на тиристорах и встречно-параллельных диодах, одна диагональ которого образована последовательно соединенными коммутирующими конденсатором и дросселем, а другая - последовательно соединенными защитным дросселем и нагрузочным контуром, в схему которого входят обмотка индуктора и компенсирующая конденсаторная батарея, ветвь защитного дросселя и нагрузочного контура присоединена к мосту непосредственно, между точкой объединенных анодов и точкой объединенных катодов его тиристоров, при этом в схему нагрузочного контура введен дополнительный сглаживающий дроссель, а компенсирующая конденсаторная батарея разделена на две части и одна из ветвей нагрузочного контура представляет собою последовательное соединение обмотки индуктора с первой компенсирующей конденсаторной батареей емкостью , а другая - последовательное соединение второй компенсирующей конденсаторной батареи емкостью и согласующего дросселя индуктивностью , где - коэффициент превышения номинального напряжения V _н на обмотке индуктора относительно номинального выходного напряжения инвертора V_инв; P_н - номинальная активная мощность индуктора на номинальной частоте f; - коэффициент мощности нагруженного индуктора на номинальной частоте f; - коэффициент превышения напряжения на второй компенсирующей конденсаторной батарее относительно номинального выходного напряжения инвертора .

Сущность изобретения поясняется чертежами, представленными на фиг.1...фиг.6: фиг.1 - принципиальная электрическая схема инвертора; фиг.2 - временные диаграммы, иллюстрирующие работу предлагаемого инвертора; фиг.3 - расчетная схема предлагаемого автономного инвертора с дополнительным источником постоянного напряжения в ветви его выходного тока; фиг.4 - расчетная схема предлагаемого автономного инвертора с условными источниками напряжения, учитывающими наличие постоянных составляющих на каждом из конденсаторах С₁ и С₂; фиг.5 - расчетная схема прототипа предлагаемого автономного инвертора; фиг.6 - схема замещения нагрузочного контура.

На фиг.1 приведена принципиальная схема предлагаемого автономного инвертора.

Автономный инвертор содержит мост на тиристорах 1, 2, 3, 4 и встречно-параллельных диодах 5, 6, 7, 8, одна диагональ которого образована последовательно соединенными коммутирующими конденсатором 9 и дросселем 10, а другая - последовательно соединенными защитным дросселем 11 и нагрузочным контуром, в схему которого входят обмотка индуктора 12 и компенсирующая конденсаторная батарея, ветвь защитного дросселя 11 и нагрузочного контура присоединена к мосту непосредственно между точкой объединенных анодов 1, 2 и точкой объединенных катодов 3, 4 его тиристоров, при этом в схему нагрузочного контура введен дополнительный сглаживающий дроссель 15, а компенсирующая конденсаторная батарея разделена на две части 13, 14 и одна из ветвей нагрузочного контура представляет собою последовательное соединение обмотки индуктора 12 с первой компенсирующей конденсаторной батареей 13 емкостью , а другая - последовательное соединение второй компенсирующей конденсаторной батареи 14 емкостью и согласующего дросселя 15 индуктивностью , где - коэффициент превышения номинального напряжения V _н на обмотке индуктора 12 относительно номинального выходного напряжения инвертора V_инв; P_н - номинальная активная мощность индуктора 12 на номинальной частоте f; - коэффициент мощности нагруженного индуктора на номинальной частоте f; - коэффициент превышения напряжения на второй компенсирующей конденсаторной батарее 14 относительно номинального выходного напряжения инвертора .

На фиг.2 приведены временные диаграммы, иллюстрирующие работу предлагаемого автономного инвертора.

В установившемся режиме работы компенсирующие конденсаторные батареи 13 и 14 нормально заряжены по постоянной составляющей напряжения до уровня напряжения источника питания. При подаче управляющих импульсов на тиристоры 1 и 3 с момента времени t=0 начинается перезаряд коммутирующего конденсатора 9 с некоторого напряжения V'₉ до напряжения V''₉ (см. фиг.2, ж) через коммутирующий дроссель 10, защитный дроссель 11, ветвь нагрузочного контура, содержащую обмотку индуктора 12, первую компенсирующую конденсаторную батарею 13, а также через параллельную ей ветвь, содержащую вторую компенсирующую конденсаторную батарею 14 и согласующий дроссель 15.

Параметры схемы рассчитаны так, что процесс имеет колебательный характер. При прохождении тока тиристоров 1 и 3 через нулевое значение в момент времени t=t₃ они выключаются, и ток i₉ коммутирующей цепи 9,10 моста начинают проводить встречно-параллельные диоды 5 и 7.

В момент времени t=t ₄, когда коммутирующий конденсатор 9 оказывается разряженным до напряжения V'₉ (см. фиг.2, ж), ток i₉ вновь проходит через нулевое значение и диоды 5 и 7 выключаются. Затем в интервале времени от t₄ до t₅ в токе i₉ имеет место пауза, служащая для восстановления запирающих свойств встречно-параллельных диодов перед включением очередных тиристоров (см. фиг.2, д), а также для обеспечения возможности частотного регулирования режима работы инвертора.

В момент времени t=t₅ управляющие импульсы подаются на тиристоры 2 и 4 (см. фиг.2, б), и коммутирующий конденсатор 9 вновь перезаряжается. После выключения этих тиристоров в момент времени t=t₈ (см. фиг.2, г) ток i₉ коммутирующей цепи 9, 10 моста проводят встречно-параллельные диоды 6 и 8.

При повторном прохождении тока i₉ через нулевое значение в момент времени t=t₉ диоды 6 и 8 выключаются и далее в интервале от t₉ до t₁₀ опять имеет место пауза. В момент t=t₁₀ включаются тиристоры 1 и 3 и весь вышеописанный процесс повторяется.

Из рассмотрения диаграммы, приведенной на фиг.2,е, следует, что в течение одного цикла работы всех тиристоров и встречно-параллельных диодов моста получаются два полных периода выходного тока i₁₁. При этом в интервалах от t₁ до t₂ и от t₆ до t₇ ток i₁₁ протекает в направлении, указанном стрелкой, которое условно будем называть прямым. В интервалах от t₂ до t₆ и от t ₇ до t₁₁ ток i₁₁ протекает в обратном направлении.

Несмотря на то, что вследствие затухающего характера колебательного процесса амплитуда и среднее значение тока тиристоров оказывается больше амплитуды и среднего значения тока встречно-параллельных диодов, токи обеих параллельных ветвей нагрузочного контура, а следовательно, и его суммарный ток i ₁₁ не содержат постоянных составляющих из-за наличия конденсаторов 13 и 14.

Для удобства анализа расчетной схемы предлагаемого инвертора (см. фиг.3) в ветвь его выходного тока i_н введен дополнительный источник постоянного напряжения, играющий сугубо методическую роль, которая должна стать понятной для дальнейших рассуждений.

Если суммарный ток i_н в установившемся режиме не имеет постоянной составляющей, то источник E₂ не отдает активной мощности. С другой стороны, поскольку E ₁=E₂=Vd, то естественная предварительная зарядка конденсаторов C₁ и C₂ при пуске инвертора произойти не может. В установившемся же режиме постоянные составляющие напряжений на этих конденсаторах должны отсутствовать. Это непосредственно вытекает из интегрального следствия второго закона Кирхгофа (Автономные инверторы тока: Учебное пособие / Гутин Л.И.; Уфимс. гос. авиац. техн. ун-т. - Уфа, 1980. - 72 с.) для контуров E₁-Ld-E ₂-L₃-L-r-C₁ и E₁-Ld-E ₂-L₃-C₂-L_C. В таком случае конденсаторы C₁ и C₂ могут работать лишь в качестве компенсаторов реактивной мощности в нагрузочном контуре.

Уравнения Кирхгофа для схемы замещения такой цепи на первом линейном интервале проводимости тиристоров и встречно-параллельных диодов синфазных плеч инверторного моста будут иметь вид:

Для узла 1

Для узла 2

Для контура E₁-Ld-E₂-L ₃-C₂-L_C .

Для контура L-r-C₁-Lc-C₂ .

Для контура E₂-L₃-C _k-L_k-Lc-C₂

В предлагаемом инверторе в виду непосредственного подключения нагрузочного контура между точкой объединенных анодов и точкой объединенных катодов тиристоров моста функцию источника E₂ дополнительно принимают на себя конденсаторы C ₁ и C₂. В соответствии с требованием интегрального следствия второго закона Кирхгофа в расчетную схему предлагаемого инвертора (см. фиг.4,а) введены условные источники напряжения Vd, учитывающие наличие постоянной составляющей напряжения Vd на каждом из конденсаторов C₁ и C₂.

Совершенно очевидно, что уравнения Кирхгофа для такой схемы не будут отличаться от уравнений (1...5). Таким образом, режимы работы обеих схем оказываются идентичными, и расчетную схему предполагаемого инвертора можно представить в виде, показанном на фиг.4,б, где два условных источника постоянного напряжения Vd могут быть перенесены из обеих ветвей нагрузочного контура в ветвь суммарного тока i_н и заменены одним воображаемым источником постоянного напряжения Vd. Этот источник не должен отдавать активной мощности, поскольку ток i_н принципиально не содержит постоянной составляющей. Его роль сводится лишь к обеспечению требуемого уровня опорного напряжения для колебательного процесса в коммутирующей цепи 9, 10 инвертора. При этом следует обратить особое внимание на то обстоятельство, что интервалы проводимости тиристоров и встречно-параллельных диодов будут оставаться одинаковыми на любом затухании коммутирующего контура, обеспечивающем колебательный режим работы инвертора.

Для сравнения на фиг.5,а представлена расчетная схема инвертора, выбранного в качестве прототипа, а на фиг.5,б приведена его схема замещения для интервала проводимости тиристоров и встречно-параллельных диодов синфазных плеч моста. Здесь нагрузочный контур, содержащий индуктор И, подключенный по автотрансформаторной схеме, и компенсирующий конденсатор C отделены от инверторного моста разделительным конденсатором Cp.

Система уравнений Кирхгофа для такого инвертора должна иметь следующий вид:

Для узла 1

Для узла 2

Для контура E₁-Ld-E₂-C _p-nL_и-nr_и-L₃-E₁

Для контура nr_и-nL_и-(1-n)L _и-(1-n)r_и-C-nr_и

Для контура E₂-C_к-L _к-L₃-C-(1-n)r_и-(1-n)L_и -C_p-E₂

Слагаемое , стоящее в правой части уравнения (8) и (10), представляет собою падение напряжения на разделительном конденсаторе С _p от протекающего через него тока i_н, то есть уровня опорного напряжения в контуре протекания тока i_к . Возрастание напряжения на разделительном конденсаторе является причиной существенного уменьшения длительности интервала проводимости встречно-параллельных диодов при затуханиях коммутирующего контура, еще далеких от апериодического режима. Это приводит к сокращению запаса устойчивости инвертора из-за уменьшения времени, предоставляемого на восстановление управляемости тиристоров (Особенности работы тиристорного инвертора при переменной активно-емкостной нагрузке: Тиристорные преобразователи частоты для индукционного нагрева металлов / Кацнельсон С.М., Сабанеева Г.И., Гутин Л.И., Рыбенкова О.Н. Уфа: Изд-во УАИ, 1974. Вып.64. С.52-59).

В предлагаемом инверторе уровень опорного напряжения Vd в контуре протекания тока i_к сохраняется неизменным и вышеуказанное уменьшение длительности интервала проводимости встречно-параллельных диодов отсутствует. Следовательно, при одинаковых выходных мощностях предлагаемый инвертор имеет повышенный запас устойчивости по сравнению с прототипом.

Параметры нагрузочного контура предлагаемого инвертора с достаточной для практики точностью могут быть рассчитаны по основной гармонике, исходя из условия получения в режиме резонанса токов требуемого номинального напряжения на индукторе.

На фиг.6,а приведена исходная схема замещения нагрузочного контура, где:

L_и и r_и - индуктивность и активное сопротивление нагруженного индуктора;

C₁ и C₂ - емкости компенсирующих конденсаторных батарей;

L - индуктивность согласующего дросселя;

V_инв - номинальное выходное напряжение инвертора (по условию обеспечения необходимого запаса его устойчивости);

V_н - номинальное напряжение индуктора (паспортное значение).

На фиг.6,б приведена эквивалентная схема нагрузочного контура, в которой индуктивно-емкостная ветвь L_c-C ₂ для удобства расчета по основной гармонике заменена эквивалентной емкостью C'₂, определяемой из условия:

где:

- реактивное сопротивление емкостной ветви C' ₂ в эквивалентной схеме на фиг.6,б; (12)

- реактивное сопротивление конденсаторной батареи емкостью C₂; (13)

- реактивное сопротивление согласующего дросселя; (14)

- угловая частота основной гармоники тока i_н .

Из соотношения (11) с учетом (12) (14) получаем:

Условие резонанса токов I₁ и I ₂ должно иметь вид

, (16)

где - реактивная мощность нагруженного индуктора; (17)

- реактивная мощность первой компенсирующей конденсаторной батареи; (18)

- реактивная мощность второй компенсирующей конденсаторной батареи; (19)

- фазовый угол нагруженного индуктора. (20)

Введем обозначения:

- условная эквивалентная емкость; (21)

- коэффициент распределения емкости; (22)

- коэффициент превышения номинального напряжения на индукторе относительно номинального выходного напряжения инвертора. (23)

Тогда уравнение баланса реактивных мощностей можно переписать следующим образом:

или

Уравнение баланса активных мощностей (отдаваемой инвертором и принимаемой индуктором) представляется соотношением:

где R_э - эквивалентное активное сопротивление нагрузочного контура, определяемое на частоте основной гармоники тока i_н известной формулой (Касаткин А.С., Немцов М.В. Электротехника. - М.: Энергоатомиздат, 1983. С.439. Расчет резонансных режимов электрических цепей в системах индукционного нагрева металлов. Методические указания к выполнению расчетно-графической работы по курсам «Электротехника и основы электропривода», «Электротехника и основы электроники» для студентов технологических специальностей. - Уфа: УАИ, 1988. - 25 с.)

или с учетом (20), (21) и (22)

Используя выражение (23), (26) и (28), получим:

где

Подставляя (29) в (25), приходим к определению требуемого коэффициента распределения емкости m:

Максимально достижимое значение коэффициента к повышения напряжения на индукторе в резонансном режиме для каждого задаваемого значения определится условием равенства нулю подкоренного выражения в формуле (30), откуда

Из (21), (22), (29), (30), (31) будем иметь:

Определим теперь величины С₂ и L исходя из условия полного использования конденсаторной батареи С₂ по ее номинальному напряжению. Совместное рассмотрение исходной и эквивалентной схем нагрузочного контура (см. фиг.6) приводят к следующему соотношению по реактивным сопротивлениям

откуда

Введем обозначение

- коэффициент превышения напряжения на компенсирующей конденсаторной батареи С₂ относительно номинального напряжения инвертора. (37)

Тогда получаем с учетом (33), (35) и (37):

Выразим индуктивность L_и через номинальную активную мощность P_н и номинальное действующее значение напряжения V_н индуктора.

Очевидно, что

но с другой стороны согласно (20)

откуда

Подставляя (42) в (34), (38), (39) и производя преобразования, получаем окончательно:

Таким образом, разделение компенсирующей конденсаторной батареи на две части С₁ и С₂, одна из которых соединена последовательно с индуктором, а другая - с согласующим дросселем, обеспечивает принципиальное равенство токов всех витков обмотки индуктора при получении на ней требуемого номинального напряжения без применения повышающего трансформатора. Непосредственное присоединение обеих вышеуказанных параллельных ветвей между точкой объединенных анодов и точкой объединенных катодов тиристоров повышает запас устойчивости по времени, предоставляемому на восстановление их управляемости.