способ выравнивания каналов многоканальной приемной системы (варианты)

Формула изобретения

1. Способ выравнивания каналов многоканальной приемной системы, содержащий в каждом приемном канале трансверсальный фильтр, где из имеющегося множества каналов выбирают один канал, называемый далее эталонным каналом 0, по которому выравнивают хотя бы один другой канал М из оставшихся каналов, заключающийся в том, что перед подачей входного сигналы коэффициенты фильтров устанавливают одинаковыми, входной сигнал одновременно подают на входы эталонного и выравниваемого каналов, отличающийся тем, что в каждом канале на входе фильтра, выполненного в виде цифрового фильтра (ЦФ) N-1 порядка, устанавливают АЦП, для осуществления выравнивания канала М выполняют следующую последовательность действий: а) измеряют переходной процесс (ПП): у_o(k) на выходе ЦФ эталонного канала 0, у_м(k) на выходе ЦФ выравниваемого канала М, k - номер отсчета в дискретном времени, , период взятия отсчетов Т, T 1/(2·BW), BW - ширина полосы частот сигнала, б) после измерений переходных процессов у₀(k) и у_м (k), с помощью дискретного преобразования Фурье (ДПФ) F вычисляют их частотные спектры:

где у_i(k) - отсчеты ПП i-го канала i=0,М во временной области, Y_i(n) - полученные преобразованием Фурье отсчеты ПП i-го канала в частотной области, j - мнимая единица, число точек L определяется необходимым разрешением по частоте f=(LT)^-1=f_д/L, f_д - частота дискретизации отсчетов ПП во временной области, в) после вычисления частотного спектра Y₀ на выходе ЦФ эталонного канала и частотного спектра Y_м на выходе ЦФ выравниваемого канала вычисляют их отношение для нахождения выравнивающего частотного коэффициента передачи К_в(n): г) исходную импульсную характеристику ЦФ с КИХ h(k) с N коэффициентами дополняют нулями до получения длины L, д) вычисляют ДПФ от импульсной характеристики ЦФ длины L - частотный коэффициент передачи ЦФ с КИХ К_ф(n), , е) вычисляют поэлементное произведение частотных коэффициентов передачи К_в(n) на К_ф(n), - определяют результирующий частотный коэффициент передачи Н(n) подстроенного ЦФ с КИХ: Н(n)=K_в(n)·K _ф(n), ж) находят обратное ДПФ (ОДПФ) от частотного коэффициента передачи Н(n) подстроенного ЦФ с КИХ - вычисляют импульсную характеристику подстроенного ЦФ с КИХh_под(k): найденные коэффициенты импульсной характеристики h _под(k) являются коэффициентами подстроенного ЦФ с КИХ L-1 порядка з) осуществляют усечение найденной импульсной характеристики h_под(k) до длины, равной числу коэффициентов N исходного ЦФ с КИХ, найденные коэффициенты усеченной импульсной характеристики являются коэффициентами подстроенного ЦФ с КИХ N-1 порядка, которые устанавливают в исходный ЦФ выравниваемого канала М.

2. Способ выравнивания каналов многоканальной приемной системы, содержащей в каждом приемном канале фильтр, где из имеющегося множества каналов выбирают один канал, называемый далее эталонным каналом 0, по которому выравнивают хотя бы один другой канал М из оставшихся каналов, заключающийся в том, что перед подачей входного сигнала фильтры имеют одинаковые передаточные характеристики, входной сигнал одновременно подают на входы эталонного и выравниваемого каналов, отличающийся тем, что в каждом канале на входе фильтра, выполненного в виде цифрового фильтра, осуществляющего блочную фильтрацию в частотной области по методу перекрытия и или по методу перекрытия с сохранением, устанавливают АЦП, передаточные функции фильтров во всех каналах, кроме подстраиваемого, формируют осуществляя следующие действия: получают первое представление в частотной области путем прямого преобразования Фурье последовательности отсчетов на входе фильтра, генерируют второе представление в частотной области желательного сигнала на выходе фильтра, и генерируют передаточную функцию фильтра, которую определяют как отношение второго представления в частотной области к первому представлению в частотной области, а передаточную характеристику цифрового фильтра подстраиваемого канала формируют путем поэлементного перемножения результата прямого преобразования Фурье последовательности отсчетов на входе фильтра подстраиваемого канала на результирующий частотный коэффициент передачи Н(n), который находят, выполняя следующую последовательность действий: а) измеряют переходной процесс (ПП): у₀(k) на выходе ЦФ эталонного канала 0, у_м(k) на выходе ЦФ выравниваемого канала М, k - номер отсчета в дискретном времени, , период взятия отсчетов Т, T 1/(2×BW), BW - ширина полосы частот сигнала, б) после измерений переходных процессов у₀(k) и у_м (k), с помощью дискретного преобразования Фурье (ДПФ) F вычисляют их частотные спектры: где y_i(k) - отсчеты ПП i-го канала i=0,M во временной области, Y_i(n) - полученные преобразованием Фурье отсчеты ПП i-го канала в частотной области, j - мнимая единица, число точек L определяется необходимым разрешением по частоте f=(LT)^-1=f_д/L, f_д - частота дискретизации отсчетов ПП во временной области, в) после вычисления частотного спектра Y₀ на выходе ЦФ эталонного канала и частотного спектра Y_м на выходе ЦФ выравниваемого канала вычисляют их отношение для нахождения выравнивающего частотного коэффициента передачи г) изменяют длину последовательностей отсчетов импульсной характеристики подстраиваемого фильтра, дополняя исходную импульсную характеристику нулями до получения длины L, д) вычисляют ДПФ от импульсной характеристики ЦФ длины L - частотный коэффициент передачи ЦФ с КИХ К_ф(n), е) вычисляют поэлементное произведение частотных коэффициентов передачи К_в(n) на К_ф(n), - определяют результирующий частотный коэффициент передачи Н(n) подстроенного ЦФ с КИХ:

Описание изобретения к патенту

1. Область техники, к которой относится изобретение

Многоканальный прием с пространственным разнесением, адаптивные антенны, цифровая связь.

2. Уровень техники

Уровень техники можно определить по следующим источникам.

[1]. Патент США №3614673 от 19 октября 1971 г. Способ использования одиночного импульса для установки коэффициентов трансверсального фильтра, кл. Н 04 В 3/04.

Система, использующая одиночный импульс с известными характеристиками, устанавливает коэффициенты трансверсального фильтра (ТФ), преобразующего первичную временную функцию на входе фильтра во вторичную временную функцию на выходе фильтра. Импульс после появления на входе системы преобразуется в первое представление в частотной области. Над этим первым представлением совместно с сгенерированным вторым представлением в частотной области желательного сигнала на выходе трансверсального фильтра математически оперируют для генерации передаточной функции ТФ (в частотной области). Эта передаточная функция преобразуется в импульсную характеристику во временной области, которая может непосредственно использоваться для формирования желаемого множества весовых коэффициентов ТФ.

Когда первичная функция является сигналом принимаемого сообщения, система может функционировать как выравниватель (корректор) сообщений.

ТФ состоит из линии задержки, состоящей из последовательно включенных элементов задержки, вход первого элемента задержки и выходы всех элементов задержки имеют отводы, эти отводы подключены к умножителям на коэффициенты, выходы умножителей суммируются в выходном сумматоре, на выходе сумматора формируется выходной сигнал фильтра.

Система показана на фиг.1. Когда переключатель 15 в нормальной позиции, как показано на фиг.1, изменяющийся во времени сигнал от источника сигнала 1 на линии 2 по линии 3 поступает на вход линии задержки трансверсального фильтра 4. ТФ оперирует сигналом линии 3 в соответствии с предустановленными коэффициентами фильтра и формирует изменяющийся во времени сигнал на линии 5.

Когда необходима подстройка, ключ 15 переключается на линию 6. Система оперирует таким образом, что после переключения ключа генерируется тестовый импульс с известными характеристиками. В приложениях, где тестовый импульс на линии 2 находится на приемной стороне системы передачи сообщений, тестовый импульс на линии 2 будет отличаться от оригинального сгенерированного из-за искажений сообщения. Принятый тестовый импульс линии 6 подключается к устройству 7, которое преобразует импульс линии 6 во временной области в выходной сигнал линии 8, который является представлением входного импульса в частотной области. Хотя может быть множество преобразований из временной в частотную область, в рекомендуемом варианте осуществления изобретения устройство 7 - это устройство преобразования Фурье, выход которого является частотным спектром входного сигнала.

Поскольку тестовый импульс на линии 2 имеет известные характеристики оригинального генерируемого импульса, частотный спектр которого известен и желателен, желательный импульс может быть получен. Опорный генератор 9 используется для генерации на линии 10 желательного частотного спектра.

Ясно, что сигналы на линиях 8 и 10 используются для получения передаточной функции трансверсального фильтра 4. Арифметическое устройство 11 используется для получения этой передаточной функции. Передаточную функцию определяют как отношение частотного спектра желательного сигнала к частотному спектру принимаемого сигнала. Устройство 11 вычисляет передаточную функцию по формуле:

где Н_t( ) - передаточная функция трансверсального фильтра, Е _d( ) - частотный спектр желательного сигнала (т.е. сигнала на линии 10), Е_A( ) - частотный спектр принимаемого сигнала (т.е. сигнала на линии 8).

Когда допускается, что E_d( )и Е_A( ) оба комплексные, и они могут быть записаны как

j - мнимая единица, то передаточная функция трансверсального фильтра Н_t( ) вычисляется следующим образом:

Передаточная функция линии 12 на выходе устройства 11 преобразуется в функцию во временной области (импульсную характеристику) в преобразователе передаточной функции в импульсную характеристику, обозначенным на фиг.1 цифрой 13. Устройство 13 осуществляет обратное преобразование функции устройства 7. Выход преобразователя 13 на линии 14 с последовательно сохраненными значениями импульсной характеристики опрашивается с частотой Найквиста и последовательно устанавливаются коэффициенты трансверсального фильтра. Когда все коэффициенты установлены, переключатель 15 переключается в нормальное положение.

Основные отличия: 1). Объект изобретения настоящей заявки и объект источника [1] отличаются назначением. В источнике [1] объект изобретения применяется для коррекции сигнала. В настоящей заявке объект изобретения применяется для приведения передаточных функций многих каналов к одной передаточной функции одного канала, выбранного в качестве эталонного, т.е. выравнивания каналов.

2). Новое назначение применимо в многоканальной приемной системе, где требуется получить близкие передаточные функции многих каналов. Каждый канал содержит трансверсальный фильтр с первоначально устанавливаемыми (до начала выравнивания) одинаковыми в каждом канале коэффициентами. Выравнивание каналов осуществляется не по тестовому сигналу, используемому в источнике [1], а по рабочему сигналу (т.е. переключатель 15 источника [1] не нужен, линия 2 напрямую соединяется с линией 3). Вход преобразователя из временной в частотную область (преобразователя 7 источника [1]) подключается не к входной линии трансверсального фильтра, а к выходу трансверсального фильтра (т.е. линия 5 подключается к линии 6 напрямую). Среди каналов многоканальной приемной системы выбирается один, называемый эталонным, по которому выравниваются остальные каналы. Для преобразования Фурье берут L отсчетов выходного сигнала ТФ с периодом взятия отсчетов T (секунд), T 1/(2×BW), BW - ширина полосы частот сигнала, в которой содержится 99% мощности сигнала. При этом разрешение по частоте частотного спектра равно =(LT)^-1. Один и тот же рабочий сигнал подают на входы приемных каналов одновременно или с разницей во времени незначительной по сравнению с NT, где N-1 - порядок ТФ, T - время задержки в каждом элементе задержки ТФ. Генератор 9 опорной функции в частотной области источника [1] заменен в предлагаемом изобретении настоящей заявки на частотный спектр сигнала на выходе трансверсального фильтра эталонного канала. В арифметическое устройство 11 источника [1] добавлена дополнительная операция поэлементного перемножения функции (1) на передаточную функцию (в частотной области) трансверсального фильтра с первоначальными коэффициентами с образованием результирующей передаточной функции выравниваемого канала. Первое представление Е_A( ) в частотной области - преобразование Фурье сигнала на выходе трансверсального фильтра выравниваемого канала, второе представление E_d( ) в частотной области - преобразование Фурье сигнала на выходе трансверсального фильтра эталонного канала. Передаточную функцию выравнивающего ТФ определяют как отношение второго представления в частотной области к первому представлению в частотной области, результирующую передаточную функцию ТФ выравниваемого канала получают поэлементным перемножением передаточной функции выравнивающего ТФ на передаточную функцию исходного ТФ, определяемую преобразованием Фурье импульсной характеристики ТФ с N первоначальными коэффициентами, дополненными нулевыми коэффициентами до получения длины L. Результирующую передаточную функцию обратным преобразованием Фурье преобразуют в импульсную характеристику, первые N отсчетов которой определяют желаемые коэффициенты ТФ выравниваемого канала.

Совпадающие существенные признаки: способы используют следующие средства: преобразователь из временной в частотную область, арифметическое устройство для генерации передаточной функции трансверсального фильтра, преобразователь передаточной функции в импульсную характеристику, трансверсальный фильтр. Наиболее близким аналогом (прототипом) автор считает источник [1].

[2]. Сергиенко А.Б. Цифровая обработка сигналов. - СПб.: Питер, 2002. - 608 с.: ил.

Описан способ дискретной фильтрации в частотной области с помощью дискретного преобразования Фурье (ДПФ): 1) исходные последовательности отсчетов входного сигнала и отсчетов импульсной характеристики фильтра дополняют нулями до получения равных длин последовательностей, длина L дополненных нулями последовательностей должна быть не меньше, чем сумма длин исходных последовательностей минус единица; 2) вычисляют ДПФ дополненных нулями последовательностей, при этом результат преобразования Фурье от входного сигнала определяет частотный спектр сигнала, а результат преобразования Фурье от импульсной характеристики фильтра определяет частотный коэффициент передачи фильтра; 3) вычисленные ДПФ последовательностей поэлементно перемножают; 4) вычисляют обратное ДПФ от результата поэлементного перемножения, вычисленные значения обратного ДПФ являются выходными фильтрованными значениями во временной области.

Описан способ блочной фильтрации в частотной области методом перекрытия с суммированием (overlap-add): 1) входной сигнал во временной области разбивают на блоки длинной L-N+1 отсчетов, N - длина импульсной характеристики фильтра; 2) осуществляют фильтрацию каждого блока отсчетов независимо от других блоков описанным выше способом фильтрации в частотной области с использованием ДПФ, при этом длина выходного блока после фильтрации составляет L отсчетов; 3) выходные блоки после фильтрации последовательно и с перекрытием объединяют в общую последовательность блоков в очередности следования соответствующих им входных блоков во входном сигнале, при этом осуществляют наложение (перекрытие) крайних N-1 позиций отсчетов каждого выходного блока, примыкающих к соседним выходным блокам; 4) вычисляют значения отсчетов в перекрывающихся позициях отсчетов, каждое из этих вычисляемых значений равно сумме двух перекрывающихся отсчетов, соответствующих данной позиции отсчета в общей последовательности отсчетов.

Описан способ блочной фильтрации в частотной области методом перекрытия с сохранением (overlap-save): 1) входной сигнал во временной области разбивают на блоки длинной L-N+1 отсчетов с перекрывающимися крайними N-1 позициями отсчетов в блоках, примыкающими к соседним блокам, N - длина импульсной характеристики фильтра; 2) осуществляют фильтрацию каждого блока отсчетов независимо от других блоков описанным выше способом фильтрации в частотной области с использованием ДПФ; 3) у каждого выходного блока, кроме первого, после фильтрации отбрасывают крайние N-1 отсчетов с обеих сторон, в первом выходном блоке отбрасывают только крайние N-1 отсчетов со стороны, соответствующей той стороне входного блока, которая примыкает ко второму входному блоку; 4) после отбрасывания указанных отсчетов выходные блоки последовательно и без перекрытия объединяют в общую последовательность блоков в очередности следования входных блоков во входном сигнале, соответствующих этим выходным блокам.

Указанные способы фильтрации в частотной области источника [2] применяются во втором варианте способа выравнивания каналов многоканальной приемной системы.

3. Раскрытие изобретения

Рассмотрим М-канальную приемную систему спутниковой связи с пространственно разнесенным приемом, показанную на фиг.2. Основными элементами приемного тракта являются: антенна эталонного канала 0 (16), антенна выравниваемого канала М (17); сверхвысокочастотный тракт (СВЧ-тракт) канала 0 (18) и канала М (19); тракт промежуточной частоты (ПЧ) канала 0 (20) и канала М (21); ограничивающий полосу пропускания для дискретизации аналоговый фильтр (АФ) канала 0 (22) и канала М (23); аналого-цифровой квадратурный преобразователь (АЦКП) канала 0 (24) и канала М (25); цифровой фильтр (ЦФ) канала 0 (26) и канала М(27); цифровой процессор (ЦП, 28).

АЦКП формирует два квадратурных канала, по одному из которых передается действительная (например, синфазная), а по другому - мнимая (квадратурная) составляющая комплексного сигнала, и осуществляет аналого-цифровое преобразование сигналов квадратурных каналов в устройствах АЦП.

На практике наиболее распространена следующая схема построения АЦКП. Входной аналоговый сигнал на частоте ПЧ _пч поступает на первые входы двух двухвходовых аналоговых перемножителей, имеющих по одному выходу. На второй вход первого перемножителя поступает сигнал гетеродина U _гcos _пчt, на второй вход второго перемножителя поступает сигнал гетеродина со сдвигом по фазе на 90 градусов - U_г sin _пчt. Сигнал с выхода первого аналогового перемножителя фильтруется в первом фильтре, на выходе первого фильтра формируется синфазная составляющая сигнала. Сигнал с выхода второго аналогового перемножителя фильтруется во втором фильтре, на выходе второго фильтра формируется квадратурная составляющая сигнала. Синфазная составляющая сигнала поступает на вход первого АЦП. Квадратурная составляющая сигнала поступает на вход второго АЦП. В АЦП сигнал подвергается дискретизации и квантованию, здесь также возможен перенос сигнала с одной ПЧ на другую меньшую ПЧ. Оцифрованные синфазная и квадратурная составляющие сигнала снимаются с выходов двух АЦП. Выходы этих двух АЦП являются выходами АЦКП.

С выхода АЦКП далее передается цифровой комплексный сигнал, состоящий из действительной и мнимой составляющих. Частота дискретизации в АЦП (в составе АЦКП) и фильтрации в ЦФ на порядок и более превышает верхнюю интересующую частоту передаваемого сообщения, перенесенного на нулевую несущую частоту (т.е. в основной полосе).

Через антенну (16) принимается сигнал эталонного канала 0, далее принятый сигнал поступает в СВЧ (18) и ПЧ (20) тракты. В тракте ПЧ (20) несущая сигнала переносится на промежуточную частоту. Приемный аналоговый фильтр (22) ограничивает спектр входного сигнала для дискретизации в АЦП, в составе АЦКП (24). После АЦКП (24) цифровой комплексный сигнал проходит через ЦФ (26), с предустановленными коэффициентами. Измеренный переходной процесс (ПП) на выходе ЦФ (26) передается в ЦП (28). Если ЦП (28) известны коэффициенты ЦФ, то ПП на выходе ЦФ он может вычислить сам по входному сигналу ЦФ, осуществив фильтрацию.

Через антенну (17) принимается сигнал выравниваемого канала М, далее принятый сигнал поступает в СВЧ (19) и ПЧ (21) тракты. В тракте ПЧ (21) несущая сигнала переносится на промежуточную частоту. Приемный аналоговый фильтр (23) ограничивает спектр входного сигнала для дискретизации в АЦП, в составе АЦКП (25). После АЦКП (25) цифровой комплексный сигнал проходит через ЦФ (27) с подстраиваемыми коэффициентами для уменьшения неидентичности каналов 0 и М. Измеренный ПП на выходе ЦФ (27) передается в ЦП (28). Если ЦП (28) известны коэффициенты ЦФ, то ПП на выходе ЦФ он может вычислить сам по входному сигналу ЦФ.

Структурная схема ЦФ с конечной импульсной характеристикой (КИХ) показана на фиг.3. ЦФ с КИХ (КИХ-фильтр) состоит из элементов задержки на регистрах (29-31), умножителей на коэффициенты (32-35) и сумматора (36).

В теории, каналы связи описываются импульсной характеристикой во временной области или частотным коэффициентом передачи (частотной передаточной функцией) в частотной области. Следовательно, каналы будут идентичны при равенстве любой из этих характеристик. В двух предлагаемых вариантах способа выравнивания каналов многоканальной приемной системы из имеющегося множества каналов (произвольно отобранных каналов) выбирают один канал, называемый далее эталонным каналом 0, по которому выравнивают хотя бы один другой канал М из оставшихся каналов с целью получения идентичных частотных коэффициентов передачи (ЧКП) каналов 0 и М.

В первом варианте способа выравнивания каналов используют фильтрацию во временной области. На выходе АЦП каналов 0 и М устанавливают первоначально одинаковые ЦФ с КИХ. Для осуществления выравнивания канала М определяют новые коэффициенты ЦФ с КИХ в выравниваемом канале М, для этого выполняют следующую последовательность действий.

1. На входы эталонного и выравниваемого каналов одновременно подают входное воздействие (сигнал передаваемого сообщения) и измеряют переходной процесс (цифровой, в общем случае комплексный, сигнал): y₀(k) на выходе ЦФ эталонного канала 0, y_M(k) на выходе ЦФ выравниваемого канала М, k - номер отсчета в дискретном времени, . Для достижения приемлемых результатов, отношение сигнал/шум в измеряемом канале должно быть не менее 30 дБ.

2. После измерений переходных процессов y₀(k) и y_М(k), с помощью дискретного преобразования Фурье (ДПФ) F вычисляют их частотные спектры:

где y_i(k) - отсчеты ПП i-го канала i=0,M, во временной области, Y_i(n) - полученные преобразованием Фурье отсчеты ПП i-го канала в частотной области, j - мнимая единица. Число точек L определяется необходимым разрешением по частоте = _д/L, _д - частота дискретизации отсчетов ПП во временной области, например L=2048.

3. После вычисления частотного спектра Y₀ на выходе ЦФ эталонного канала и частотного спектра Y_M на выходе ЦФ выравниваемого канала вычисляют их отношение для нахождения выравнивающего частотного коэффициента передачи К_в(n):

Отношение (7) является дискретным аналогом отношения (1) с учетом введенных в настоящей заявке новых обозначений для желательного - Y₀(n) и принимаемого - Y_M (n) сигналов.

Для фильтрации во временной области необходимо получить новые коэффициенты ЦФ с КИХ, т.е. необходимо известный исходный частотный коэффициент передачи ЦФ с КИХ умножить на выравнивающий частотный коэффициент передачи К_в(n) и найти обратное преобразование Фурье. Таким образом, для фильтрации сигнала выравниваемого канала во временной области выполняют следующие операции:

4. Исходную импульсную характеристику ЦФ с КИХ h(k) с N коэффициентами дополняют нулями до получения длины L (как правило, порядок ЦФ с КИХ меньше L).

5. Вычисляют ДПФ от импульсной характеристики ЦФ длины L - частотный коэффициент передачи ЦФ с КИХ К_ф(n), :

6. Вычисляют поэлементное произведение частотных коэффициентов передачи К_в(n) на К_ф(n), - определяют результирующий частотный коэффициент передачи Н(n) подстроенного ЦФ с КИХ:

7. Находят обратное ДПФ (ОДПФ) от частотного коэффициента передачи Н(n) подстроенного ЦФ с КИХ - вычисляют импульсную характеристику подстроенного ЦФ с КИХ h_под (k):

Найденные коэффициенты импульсной характеристики являются коэффициентами подстроенного ЦФ с КИХ L-1 порядка.

8. Опционально, осуществляют усечение найденной импульсной характеристики до длины, равной числу коэффициентов N исходного ЦФ с КИХ. Найденные коэффициенты усеченной импульсной характеристики являются коэффициентами подстроенного ЦФ с КИХ N-1 порядка.

Устройством, решающим уравнения (5-10), является цифровой процессор (фиг.2, поз. 28), способный выполнить необходимые вычисления.

После установки найденных таким способом коэффициентов в ЦФ выравниваемого канала автоматически происходит приближение частотного коэффициента передачи выравниваемого канала к частотному коэффициенту передачи эталонного канала.

В варианте способа выравнивания каналов, использующего фильтрацию во временной области, используют на выходе АЦП каналов ЦФ с КИХ, непосредственно осуществляющие фильтрацию, и цифровой процессор, осуществляющий измерение ПП сигналов в каналах и вычисление коэффициентов ЦФ выравниваемых каналов.

Во втором варианте способа выравнивания каналов многоканальной приемной системы используют фильтрацию в частотной области. Фильтрацию в частотной области осуществляют после приема целого сообщения или по мере поступления частей сообщения способом блочной фильтрации, выполняемым методом перекрытия с сохранением или методом перекрытия с суммированием. Фильтрацию в частотной области сигнала канала 0 выполняют обычным образом. Для выравнивания канала М в операции поэлементного перемножения ДПФ входного сигнала на ДПФ импульсной характеристики в качестве (вместо) ДПФ импульсной характеристики используют выравнивающий частотный коэффициент передачи К_в(n) или результирующий частотный коэффициент передачи Н(n), найденные по описанным выше для первого варианта способа выравнивания действиям. Остальные операции фильтрации в частотной области сигнала канала М остаются без изменений, как они определены ранее в описании уровня техники по источнику [2].

Результат фильтрации Y_Mвых(n) M-го канала в частотной области входного сигнала, имеющего ДПФ Y_Мвх (n), после выравнивания этого канала будет определяться выражением:

или, если необходима дополнительная фильтрация в ЦФ, имеющего ДПФ от импульсной характеристики ЦФ - К_ф (n), выражением:

Устройством, решающим выражения (5-7, 11) или (5-9, 12), является цифровой процессор (фиг.2, поз. 28), способный выполнить необходимые вычисления.

Технический результат. Способ выравнивания позволяет получать каналы с уменьшенными взаимными различиями в ЧКП каналов, что снижает требования по точности изготовления предшествующих аналоговых фильтров и других устройств. Тем самым достигается экономия средств и улучшение характеристик приемной системы. Способ является универсальным по отношению к типам используемых рабочих сигналов (ЧМн, ФМн, АМн, ММС, КАМн и т.д.). Уменьшение неидентичности каналов, достигаемое в результате выравнивания, обеспечивает увеличение глубины подавления помех в адаптивных антенных решетках и компенсаторах помех с неидентичными аналоговыми трактами. Если в качестве эталонного канала взять канал без межсимвольных искажений (МСИ), то данным способом также возможно уменьшить МСИ в выравниваемых по эталонному каналу каналах.

4. Краткое описание чертежей

Фиг.1. Структурная схема способа, взятого в качестве наиболее близкого аналога.

Показана схема устройства, осуществляющего нахождение коэффициентов трансверсального фильтра по испытательному импульсу с целью коррекции сообщения.

Схема состоит из источника сигнала (1), преобразователя из временной в частотную область (7), арифметического устройства для генерации передаточной функции трансверсального фильтра (11), преобразователя передаточной функции в импульсную характеристику (13), генератора опорной функции в частотной области (9), трансверсального фильтра (4).

Фиг.2. Структурная схема М-канального приемного тракта системы спутниковой связи с пространственно разнесенным приемом.

Изображены основные узлы приемной станции спутиковой связи с двумя приемными каналами. Эти два канала соответственно имеют: приемные антенны (16) и (17), СВЧ-тракты (18) и (19), тракты ПЧ (20) и (21), аналоговые фильтры (22) и (23), АЦКП (24) и (25), ЦФ (26) и (27). Входы фильтров поступают на общий для обоих каналов цифровой процессор (28).

Фиг.3. Структурная схема цифрового фильтра с КИХ.

Изображена трансверсальная структура с элементами задержки (обозначены Т, 29-31), умножителями (32-35) сигналов с входа первого и выходов остальных элементов задержки на коэффициенты и сумматором (36). Выход сумматора (36) является выходом ЦФ с КИХ.

Фиг.4. Схема модели М-канального приемного тракта.

Эквивалентная модель схемы, показанной на фиг.1. Показана схема, на основе которой создана математическая модель в среде Matlab ф. "MathWorks, Inc".

Фиг.5. АЧХ 0-го канала.

Подстройка на НЧ.

Фиг.6. ФЧХ 0-го канала.

Подстройка на НЧ.

Фиг.7. Исходная АЧХ М-го канала.

Подстройка на НЧ.

Фиг.8. Исходная ФЧХ М-го канала

Подстройка на НЧ.

Фиг.9. Подстроенная АЧХ М-го канала.

Подстройка на НЧ. Осуществлена подстройка ЦФ нижних частот.

Фиг.10. Подстроенная ФЧХ М-го канала.

Подстройка на НЧ. Осуществлена подстройка ЦФ нижних частот.

Фиг.11. АЧХ 0-го канала.

Подстройка на ПЧ.

Фиг.12. ФЧХ 0-го канала.

Подстройка на ПЧ.

Фиг.13. Исходная АЧХ М-го канала.

Подстройка на ПЧ.

Фиг.14. Исходная ФЧХ М-го канала

Подстройка на ПЧ.

Фиг.15. Подстроенная АЧХ М-го канала.

Подстройка на ПЧ. Осуществлена подстройка полосового ЦФ.

Фиг.16. Подстроенная ФЧХ М-го канала.

Подстройка на ПЧ. Осуществлена подстройка полосового ЦФ.

5. Осуществление изобретения

В Matlab моделировалась эквивалентная часть приемной системы, показанной на фиг.2, начиная от аналоговых фильтров АФ (22-23) и до выходов ЦФ (26-27) каналов 0 и М. Шум на входе ЦФ моделировался аддитивным дискретным бельм гауссовым шумом (АДБГШ). Схема модели показана на фиг.4. Приемный аналоговый фильтр ограничивает спектр входного сигнала для дискретизации в АЦП (в составе АЦКП). В АЦП сигнал подвергается дискретизации и квантованию. Сигнал и шум могут быть действительными или комплексными, в зависимости от используемой схемы приема: если применяется схема с двумя квадратурными каналами, то сигнал на выходе АЦКП - комплексный, если применена одноканальная схема, то сигнал на выходе АЦП - вещественный. С выходов АЦП сигнал эталонного канала проходит через ЦФ, с первоначально установленными коэффициентами. В выравниваемом канале сигнал с выходов АЦП проходит через ЦФ, с подстраиваемыми коэффициентами, вычисляемые ЦП по алгоритму с использованием ДПФ. Выравнивание осуществлялось с целью уменьшения неидентичности каналов 0 и М. Оба варианта предлагаемого способа выравнивания каналов многоканальной приемной системы показали практически идентичные результаты.

Результаты моделирования.

1. Подстройка на нулевой частоте (НЧ), рабочий сигнал и шум - комплексные.

В качестве рабочего сигнала моделировался двоичный фазоманипулированный сигнал (ФМн2) с информационной скоростью 1 Мбит/с.

АФ моделируются полосовыми фильтрами Чебышева-1 4 порядка на системной частоте 480 МГц. Отношение сигнал/шум на входе АФ 17 дБ. Для канала 0 частоты среза F _c по уровню -3 дБ составляют 26,0 и 29,1 МГц при неравномерности в полосе пропускания - 0.1 дБ, частоты F_з начала области задержания по уровню -30 дБ - 20,5 и 36,7 МГц. Для М-го канала F_c составляют 25,4 и 28,5 МГц (-3 дБ) при неравномерности 3 дБ в полосе пропускания, частоты F_з - 21,3 и 33,9 МГц (-30 дБ).

Разрядность АЦП - 10 бит. Частота дискретизации АЦП равна 12 МГц.

Исходные ЦФ в виде ЦФ с КИХ нижних частот 24 порядка, частота среза F_c по уровню -3 дБ составляет 1,2 МГц, частота F_з начала области задержания по уровню -40 дБ - 2,1 МГц. Неравномерность в полосе - 0.1 дБ. Разрядность коэффициентов ЦФ - 14 бит, исходные коэффициенты - действительные, новые рассчитанные коэффициенты - комплексные.

Исходные АЧХ и ФЧХ каналов показаны на фиг.5-8.

Подстроенные АЧХ и ФЧХ, полученные при отношении сигнал/шум на входе АЦП 35 дБ, представлены на фиг.9-10.

АЧХ и ФЧХ каналов определяются по сквозному ЧКП АФ с ЦФ.

2. Подстройка на ПЧ (3,5 МГц), рабочий сигнал и шум - вещественные.

В качестве рабочего сигнала моделировался четырехпозиционный частотно-манипулированный сигнал (ЧМн4) с информационной скоростью 0,5 Мбит/с.

АФ моделируются полосовыми фильтрами Чебышева-1 4 порядка на системной частоте 480 МГц. Отношение сигнал/шум на входе АФ 17 дБ. Для канала 0 частоты среза F_c по уровню -3 дБ составляют 26,0 и 29,1 МГц при неравномерности в полосе пропускания - 0.1 дБ, частоты F_з начала области задержания по уровню -30 дБ - 20,5 и 36,7 МГц. Для М-го канала F_c составляют 25,4 и 28,5 МГц (-3 дБ) при неравномерности 3 дБ в полосе пропускания, частоты F_з - 21,3 и 33,9 МГц (-30 дБ).

Разрядность АЦП - 10 бит.Частота дискретизации равна 12 МГц.

Исходный ЦФ в виде полосового ЦФ с КИХ 48 порядка, частоты среза F _c составляют 2,0 и 4,9 МГц (-3 дБ), частоты F_з начала области задержания - 1,65 и 5,3 МГц (-37 дБ). Неравномерность в полосе пропускания - 0.1 дБ. Разрядность коэффициентов ЦФ - 14 бит, исходные коэффициенты действительные, новые рассчитанные коэффициенты - действительные.

Исходные АЧХ и ФЧХ каналов показаны на фиг.11-14.

Подстроенные АЧХ и ФЧХ, полученные при отношении сигнал/шум на входе АЦП 35 дБ, представлены на фиг.15-16.