цифровой фильтр в системе остаточных классов

Формула изобретения

Цифровой фильтр в системе остаточных классов, содержащий вычислители по модулю m_i ( N - количество оснований системы остаточных классов; m_i - взаимно простые целые положительные числа) и преобразователь кода системы остаточных классов в код позиционной системы счисления, выход которого является выходом устройства, причем первый и второй входы i-го вычислителя по модулю m _i ( ) подключены соответственно к первому и второму входам цифрового фильтра, а выход i-го вычислителя по модулю m_i - к соответствующему входу преобразователя кода системы остаточных классов в код позиционной системы счисления, при этом i-й вычислитель по модулю m_i содержит первый и второй преобразователи позиционного кода в модулярную дискретно-логарифмическую форму, входы которых соответственно являются первыми и вторыми входами i-го вычислителя по модулю m_i, К последовательно соединенных сдвиговых регистров цифровых отсчетов сигнала, К последовательно соединенных сдвиговых регистров цифровых отсчетов импульсной характеристики фильтра, К сумматоров по модулю (m_i -1) и К преобразователей кода из дискретно-логарифмической в модулярную форму (К - порядок цифрового фильтра), при этом вход первого сдвигового регистра цифровых отсчетов сигнала и вход первого сдвигового регистра цифровых отсчетов импульсной характеристики фильтра подключены соответственно к выходу первого и выходу второго преобразователей позиционного кода в модулярную дискретно-логарифмическую форму, причем выходы j-х сдвиговых регистров цифровых отсчетов сигнала и сдвиговых регистров цифровых отсчетов импульсной характеристики фильтра соединены соответственно с первым и вторым входами j-ro сумматора по модулю (m_i-1), выход которого подключен ко входу j-ro преобразователя кода из дискретно-логарифмической в модулярную форму, отличающийся тем, что в него введен генератор гармонического сигнала, выход которого подключен к третьим входам вычислителей по модулю m_i, а в состав вычислителей по модулю m_i введены К управляемых фазовращателей и измеритель сдвига фазы, выход которого является выходом i-го вычислителя по модулю m_i , причем первый вход первого управляемого фазовращателя и первый вход (L+1)-го управляемого фазовращателя, где L=K/2 при К четном и L=(K-1)/2 при К нечетном, соединены с третьим входом i-го вычислителя по модулю m_i, выходы l-го и q-го управляемых фазовращателей соединены соответственно с первым входом (l+1)-го и (q+1)-го управляемых фазовращателей, выходы L-го и К-го управляемых фазовращателей подключены соответственно к первому и второму входам измерителя сдвига фазы, а второй вход j-го управляемого фазовращателя соединен с выходом j-го преобразователя кода из дискретно-логарифмической в модулярную форму.

Описание изобретения к патенту

Изобретение относится к радиотехнике и может быть использовано в системах цифровой обработки речи и изображений в реальном масштабе времени.

Известен цифровой фильтр в системе остаточных классов (аналог) [1, с.243, рис.7.4 и рис.7.5], содержащий преобразователь двоичного позиционного кода в код системы остаточных классов, цифровые фильтры по модулю m_i ( ; N - количество оснований системы остаточных классов; m_i - взаимно простые целые положительные числа) и преобразователь кода системы остаточных классов в двоичный позиционный код. При этом каждый цифровой фильтр по модулю m_i содержит 2·К цифровых линий задержки (регистров хранения промежуточных результатов расчета), К сумматоров по модулю m _i и К умножителей по модулю m_i, где К - порядок цифрового фильтра.

Недостаток аналога - большая длительность конвейерной задержки в цифровых фильтрах по модулям системы остаточных классов при расчете реакции фильтра на входное воздействие, прямо пропорциональная порядку К цифрового фильтра.

Наиболее близким по технической сущности (прототипом к предлагаемому изобретению) является цифровой фильтр в системе остаточных классов [2, с.10-11, рис.4 и рис.5], содержащий вычислители по модулю m_i ( ; N - количество оснований системы остаточных классов; m_i - взаимно простые целые положительные числа) и преобразователь кода системы остаточных классов в код позиционной системы счисления, причем i-ый вычислитель по модулю m_i содержит два преобразователя позиционного кода в модулярную дискретно-логарифмическую форму, 2·К сдвиговых регистра хранения цифровых отсчетов сигнала и цифровых отсчетов импульсной характеристики фильтра, К сумматоров по модулю (m_i -1), К преобразователей кода из дискретно-логарифмической в модулярную форму (К - порядок цифрового фильтра) и пирамидальный сумматор по модулю m_i, состоящий из двухвходовых сумматоров по модулю m_i, аналогичных сумматорам в двоичной позиционной системе счисления.

Недостаток прототипа - большая длительность задержки при расчете реакции цифрового фильтра на входное воздействие, прямо пропорциональная количеству ярусов в пирамидальном сумматоре по модулю m_i, число которых равно ]log₂ K[, где] [ - символ округления в большую сторону до ближайшего целого числа.

Задача, на решение которой направлено заявляемое устройство, состоит в сокращении времени задержки при расчете реакции цифрового фильтра на входное воздействие.

Технический результат выражается в повышении быстродействия выполнения арифметических операций по модулю m_i при расчете разностного уравнения цифрового фильтра.

Технический результат достигается тем, что в цифровой фильтр в системе остаточных классов, содержащий вычислители по модулю m_i ( ; N - количество оснований системы остаточных классов; m_i - взаимно простые целые положительные числа) и преобразователь кода системы остаточных классов в код позиционной системы счисления, выход которого является выходом устройства, причем первый и второй входы i-го вычислителя по модулю m _i подключены соответственно к первому и второму входу цифрового фильтра, а выход i-го вычислителя по модулю m_i - к соответствующему входу преобразователя кода системы остаточных классов в код позиционной системы счисления, при этом i-ый вычислитель по модулю m_i содержит первый и второй преобразователи позиционного кода в модулярную дискретно-логарифмическую форму, входы которых соответственно являются первыми и вторыми входами i-го вычислителя по модулю m_i, К последовательно соединенных сдвиговых регистров цифровых отсчетов сигнала, К последовательно соединенных сдвиговых регистров цифровых отсчетов импульсной характеристики фильтра, К сумматоров по модулю (m_i -1) и К преобразователей кода из дискретно-логарифмической в модулярную форму (К - порядок цифрового фильтра), при этом вход первого сдвигового регистра цифровых отсчетов сигнала и вход первого сдвигового регистра цифровых отсчетов импульсной характеристики фильтра подключены соответственно к выходу первого и выходу второго преобразователей позиционного кода в модулярную дискретно-логарифмическую форму, причем выходы j-ых сдвиговых регистров цифровых отсчетов сигнала и сдвиговых регистров цифровых отсчетов импульсной характеристики фильтра соединены соответственно с первым и вторым входом j-го сумматора по модулю (m_i-1), выход которого подключен ко входу j-го преобразователя кода из дискретно-логарифмической в модулярную форму, согласно изобретению введен генератор гармонического сигнала, выход которого подключен к третьим входам вычислителей по модулю m_i, а в состав вычислителей по модулю m _i введены К управляемых фазовращателей и измеритель сдвига фазы, выход которого является выходом i-го вычислителя по модулю m_i , причем первый вход первого управляемого фазовращателя и первый вход (L+1)-го управляемого фазовращателя, где L=К/2 при К четном и L=(К-1)/2 при К нечетном, соединены с третьим входом i-го вычислителя по модулю m_i, выход l-го и q-го управляемого фазовращателя соединен соответственно с первым входом (l+1)-го и (q+1)-го управляемого фазовращателя, выход L-го и К-го управляемого фазовращателя подключен соответственно к первому и второму входу измерителя сдвига фазы, а второй вход j-го управляемого фазовращателя соединен с выходом j-го преобразователя кода из дискретно-логарифмической в модулярную форму.

Анализ научно-технической литературы показал, что до даты подачи заявки отсутствовали устройства с указанной совокупностью признаков.

Следовательно, предложение отвечает требованию новизны.

Кроме того, требуемый технический результат достигается всей вновь введенной совокупностью существенных признаков, в частности тем, что в цифровой фильтр введены новые функциональные элементы - генератор гармонического сигнала, последовательно соединенные управляемые фазовращатели и измеритель сдвига фазы.

В известной литературе отсутствуют сведения об использовании указанной совокупности элементов для решения указанной технической задачи.

Следовательно, предложение отвечает требованию изобретательского уровня.

При этом, как будет показано ниже, все использованные в предлагаемом устройстве элементы являются стандартными цифровыми элементами, применяемыми в вычислительной технике, и стандартными элементами радиотехнических устройств СВЧ-диапазона.

Следовательно, предложение отвечает требованию промышленной применимости.

На фиг.1 представлена структурная схема предлагаемого цифрового фильтра в системе остаточных классов, где 1 и 2 - входы цифрового фильтра, 3 - генератор гармонического сигнала, 4.i - вычислитель по модулю m_i , 5 - преобразователь кода системы остаточных классов в код позиционной системы счисления, 6 - выход цифрового фильтра.

Входы 1 и 2 цифрового фильтра соединены соответственно с входами Вх.1 и Вх.2 вычислителей по модулю m_i 4.1-4.N, ко входу Вх.3 которых подключен выход генератора гармонического сигнала 3, при этом выходы вычислителей по модулю m_i 4.1-4.N соединены с соответствующими входами преобразователя кода системы остаточных классов в код позиционной системы счисления 5, выход которого является выходом 6 цифрового фильтра в системе остаточных классов.

На фиг.2 представлена структурная схема вычислителя по модулю m_i 4.i , где 7.1 и 7.2 - соответственно первый и второй преобразователи позиционного кода в модулярную дискретно-логарифмическую форму, 8.1.1-8.1.К и 8.2.1-8.2.К - соответственно сдвиговые регистры цифровых отсчетов сигнала и сдвиговые регистры цифровых отсчетов импульсной характеристики фильтра, 9.1-9.К - сумматоры по модулю (m_i-1), 10.1-10.К - преобразователи кода из дискретно-логарифмической в модулярную форму, 11.1-11.К - управляемые фазовращатели, 12 - измеритель сдвига фазы.

Входы первого и второго преобразователей позиционного кода в модулярную дискретно-логарифмическую форму 7.1 и 7.2 соединены соответственно с входами Вх.1 и Вх.2 вычислителя по модулю m_i 4.i, а выходы преобразователей 7.1 и 7.2 подключены соответственно ко входу сдвигового регистра цифровых отсчетов сигнала 8.1.1 и ко входу сдвигового регистра цифровых отсчетов импульсной характеристики фильтра 8.2.1, при этом выход регистра 8.1.j соединен со входом регистра 8.1.(j+1) и первым входом сумматора по модулю (m_i-1) 9.j , а выход регистра 8.2. j - со входом регистра 8.2.(j+1) и вторым входом сумматора по модулю (m_i-1) 9.j , причем выходы регистров 8.1.К и 8.2.K подключены соответственно к первому и второму входу сумматора по модулю (m_i-1) 9.К, выход сумматора по модулю (m_i -1) 9.l через преобразователь кода из дискретно-логарифмической в модулярную форму 10.l соединен со вторым входом управляемого фазовращателя 11.l, при этом первый вход управляемого фазовращателя 11.1 и первый вход управляемого фазовращателя 11.(L+1) подключен ко входу Вх.3 вычислителя по модулю m_i 4.i, выход управляемого фазовращателя 11.j соединен с первым входом управляемого фазовращателя 11.(j+1), а выход управляемого фазовращателя 11.q соединен с первым входом управляемого фазовращателя 11.(q+1), причем выход управляемого фазовращателя 11.L и выход управляемого фазовращателя 11.К подключен соответственно к первому и ко второму входу измерителя сдвига фазы 12, выход которого является выходом вычислителя по модулю m_i 4.i.

Рассмотрим работу цифрового фильтра в системе остаточных классов. Перед началом работы цифрового фильтра через его вход 2 в регистры 8.2.1-8.2.K вычислителя по модулю m_i 4.i записываются преобразованные из двоичного позиционного кода в дискретно-логарифмическую форму в преобразователе 7.2 цифровые отсчеты импульсной характеристики фильтра.

Дискретно-логарифмическое представление целого числа а по произвольному целочисленному модулю m-|a|_m здесь применяется для замены выполнения операции умножения по модулю m сложением по модулю (m-1) на основе использования свойств дискретных логарифмов и антилогарифмов [2, с.8-9], где - вычет числа а по модулю m. В этом случае при расчете разностного уравнения цифрового фильтра в вычислителе по модулю m_i 4.i :

операция умножения по модулю m_i цифровых отсчетов импульсной характеристики фильтра h(r) на цифровые отсчеты сигнала s(n-r) может быть заменена более экономной операцией сложения по модулю (m_i-1), где y(n) - n-ый цифровой отсчет выходного сигнала фильтра.

При поступлении на вход 1 цифрового фильтра цифровых отсчетов сигнала s(n) они из двоичного позиционного кода переводятся в дискретно-логарифмическую форму в преобразователе 7.1 вычислителя по модулю m_i 4.i . Преобразованные цифровые отсчеты сигнала на каждом такте работы цифрового фильтра последовательно «продвигаются» в регистрах 8.1.1-8.1.K. Снимаемые с выхода регистров 8.1.j и 8.2.j данные на каждом такте складываются по модулю (m _i-1) в сумматоре 9.j. Тем самым формируется дискретный логарифм произведения в разностном уравнении (1) на n-ом такте, как сумма дискретных логарифмов чисел и Полученный результат сложения затем преобразуется в модулярную форму в преобразователе 10.j. В данном преобразователе осуществляется процедура вычисления дискретного антилогарифма и перехода от представления числа по модулю (m_i-1) к представлению по модулю m_i числа [2, с.8].

Затем, в соответствии с полученным результатом произведения по модулю m_i цифрового отсчета сигнала на цифровой отсчет импульсной характеристики фильтра, в управляемом фазовращателе 11.j установится сдвиг фазы на угол а в управляемом фазовращателе 11.q - сдвиг фазы на угол После прохождения через последовательно соединенные управляемые фазовращатели 11.1-11.L и 11.(L+1)-11.К гармонического сигнала, поступающего на Вх. 3 вычислителя по модулю m_i 4.i с выхода генератора 3, на выходе фазовращателей 11.L и 11.К соответственно установится суммарный набег фазы:

В измерителе сдвига фазы 12 определяется разность фазы сигнала на выходе управляемого фазовращателя 11.L и управляемого фазовращателя 11.К.

В соответствии с (2) и (3) она будет равна следующей величине:

Видно, что разность фаз сигнала на выходе управляемого фазовращателя 11.L и управляемого фазовращателя 11.K в данном случае будет прямо пропорциональна величине n-ого цифрового отсчета выходного сигнала фильтра у(n) по модулю m_i.

Этот результат поступает с выхода вычислителя по модулю m _i 4.i на соответствующий вход преобразователя кода системы остаточных классов в код позиционной системы счисления 5. В преобразователе 5 на основе китайской теоремы об остатках [2, с.11; 3, с.36] реализуется алгоритм перевода кода числа из системы остаточных классов в позиционный код числа у(n). Полученный результат вычисления у(n) подается на выход 6 цифрового фильтра в системе остаточных классов.

В качестве элементов для реализации цифрового фильтра в системе остаточных классов могут быть использованы полупроводниковые интегральные постоянные запоминающие устройства при построении преобразователей 7.1,7.2 и 10.1-10. К, полупроводниковые интегральные триггеры при построении регистров 8.1.1-8.1.K и 8.2.1-8.2.K, двоичные позиционные сумматоры при построении сумматоров 9.1-9.К и преобразователя 5. При реализации генератора 3, управляемых фазовращателей 11.1-11.K и измерителя сдвига фазы 12 могут быть использованы схемные решения СВЧ-техники. В частности, управляемые фазовращатели могут быть реализованы как коммутируемые pin-диодами полосковые линии задержки [4, с.102], а измеритель сдвига фазы может быть выполнен по схеме измерителя неэнергетических параметров сигнала известной формы, построенного в виде набора из m_i корреляторов [5, с.488, рис.12.1].

С учетом изложенного, сравним быстродействие вычисления разностного уравнения (1) в прототипе и предлагаемом цифровом фильтре.

Вследствие применения одинаковых блоков в прототипе и предлагаемом фильтре равно по величине как время преобразования кодов из позиционной системы счисления в модулярную дискретно-логарифмическую форму и в модулярную форму, так и время вычисления сумм по модулю (m_i-1). Отличие будет заключаться во времени формирования результатов суммирования К чисел по модулю m_i. Как уже отмечалось выше, в прототипе время сложения К чисел по модулю m_i будет прямо пропорционально ]log ₂К[. С учетом того, что в прототипе сложение К чисел осуществляется в пирамиде двухвходовых сумматоров, общее время формирования данной суммы будет равно:

где t_sm - время сложения двух чисел в позиционном сумматоре [2, с.11]: t_sm=5×t _per; t_per - время распространения сигнала переноса в сумматоре.

Так как время формирования сигнала переноса t_per не может быть меньше времени переключения полупроводникового логического вентиля t , то в качестве оценки времени сложения двух чисел можно воспользоваться выражением: t_sm 5×t . С учетом приведенной в [6, с.173] оценки предельного времени переключения полупроводникового логического вентиля t =10^-10 с, получаем на основании (4) расчетное время формирования в прототипе суммы К чисел по модулю:

Время вычисления суммы К чисел по модулю в предлагаемом цифровом фильтре будет складываться из времени задержки гармонического сигнала при прохождении через К/2 управляемых фазовращателей и времени принятия решения о значении результата арифметической операции в измерителе сдвига фазы. Учитывая, что поворот фазы на 360 градусов соответствует задержке сигнала на его период T, максимальное время задержки в управляемых фазовращателях будет равно К·T/2. Время принятия решения о значении результата в измерителе сдвига фазы можно оценить продолжительностью протекания переходных процессов в его корреляторах, которая приближенно равна длительности 5...10 периодов гармонического сигнала: (5...10)·T. Таким образом, общее время вычисления суммы К чисел по модулю в предлагаемом цифровом фильтре составит:

Известно [4], что уже сейчас на практике реализованы вплоть до 150 ГГц типовые радиотехнические элементы (в том числе и в интегральном исполнении), на основе которых могут быть построены генератор 3, управляемые фазовращатели 11.1-11.K и измеритель сдвига фазы 12. Тогда при частоте генератора гармонического сигнала =150 ГГц (T=0,0066 нс) получаем с учетом (6):

Из сравнения (5) и (7) видно, что предлагаемый цифровой фильтр предпочтительнее прототипа, если

Данное условие выполняется при К<1630.

Таким образом, если порядок цифрового фильтра не превышает величины 1630, то предлагаемая архитектура цифрового фильтра в системе остаточных классов предпочтительнее прототипа.

Источники информации

1. Нейрокомпьютеры в остаточных классах. Кн.11 (Червяков Н.И., Сахнюк П.А., Шапошников А.В., Макоха А.Н.): учеб. пособие для вузов. - М.: Радиотехника, 2003. - 272 с.

2. Амербаев В.М., Стемпковский А.Л., Широ Г.Э. Быстродействующий согласованный фильтр, построенный по модулярному принципу. // Информационные технологии, №9, 2004, с.5-12.

3. Акушский И.Я., Юдицкий Д.И. Машинная арифметика в остаточных классах. - М.: Сов. радио, 1968. - 440 с.

4. Радиоприемные устройства: учеб. пособие для радиотехнич. спец. вузов. / Ю.Т.Давыдов, Ю.С.Данилич, А.П.Жуковский. - М.: Высш. шк., 1989. - 342 с.

5. Тихонов В.И. Статистическая радиотехника. - М.: Сов. радио, 1966. - 678 с.

6. Акаев А.А., Майоров С.А. Оптические методы обработки информации. - М.: Высш. шк., 1988. - 237 с.