гармонический умножитель частоты

Формула изобретения

Гармонический умножитель частоты, содержащий источник входного гармонического сигнала, входную и выходную согласующие цепи, первый и второй варакторы, отличающийся тем, что входная согласующая цепь выполнена с двумя синфазными выходами, а выходная согласующая цепь содержит два противофазных входа, первый и второй варакторы, имеющие ступенчатый закон изменения концентрации примесей, также введены первый и второй резисторы, включенные таким образом, что их первые выводы подключены у первого резистора к катоду первого варактора, а у второго резистора к аноду второго варактора соответственно, а их вторые выводы подключены к общей точке устройства, первый и второй конденсаторы, первые выводы которых подключены к первому и второму выходам входной согласующей цепи соответственно, а вторые выводы подключены у первого конденсатора к аноду первого варактора, а у второго конденсатора к катоду второго варактора, двухполярный источник напряжения смещения, третий и четвертый резисторы, при этом указанные резисторы первыми выводами соединены с отрицательным и положительным электродами соответственно упомянутого источника напряжения смещения, а вторыми выводами они подключены: третий резистор к аноду первого варактора, а четвертый резистор к катоду второго варактора, что необходимо для создания запирающего напряжения смещения, обеспечивающего барьерный режим работы варакторов, также третий и четвертый конденсаторы, которые первыми выводами подключены к точкам соединения варакторов с потенциальными выводами первого и второго резисторов соответственно, а вторыми выводами каждый из этих конденсаторов соединен с одним из входов выходной согласующей цепи, выход последней является выходом устройства.

Описание изобретения к патенту

Изобретение относится к области радиотехники и может быть использовано в качестве источника колебаний, в частности в радиопередающих, радиоприемных устройствах и измерительной технике.

Известен умножитель частоты, содержащий источник входного сигнала, входную и выходную согласующие цепи, два варактора [1].

Недостатками этого известного устройства являются узкополосность и высокий уровень побочных гармоник в выходном сигнале. Узкополостность обусловлена малой полосой пропускания входной и выходной согласующей цепей, выполненных в виде LC-контуров. Для эффективного подавления побочных гармоник выходной контур должен иметь высокую крутизну амплитудно-частотной характеристики, зависящей от добротности контура: чем выше добротность, тем больше крутизна. Однако полоса пропускания контура, относительная ширина которой равна 1/Q _Э (Q_Э - эквивалентная добротность контура), получается при этом малой. Поэтому умножитель частоты является узкополосным.

Наиболее близким по технической сущности к заявляемому объекту умножитель частоты, содержащий источник входного гармонического сигнала, входную и выходную согласующие цепи, первый и второй варакторы [2, рис.8.7].

Недостатком этого известного устройства является небольшая широкополосность и большой уровень побочных гармоник в спектре выходного сигнала. В этом устройстве, реализованном на трансформаторе с ферромагнитным сердечником, малая широкополосность обусловлена несколькими причинами. Одной из них является сложность обеспечения равенства сопротивлений полуобмоток вторичной обмотки трансформатора. В результате амплитуды токов, протекающих через каждую из полуобмоток трансформатора, значительно отличаются. При изменении частоты также изменяются амплитуды спектральных составляющих токов, протекающих как через первый и второй варакторы, поскольку их сопротивление Х_в=-j/ С_в (С_в - емкость варактора), так и через выходную согласующую цепь Z _L, сопротивление которой Z_L=R _L+j L_c (R_L, L _c - омическое сопротивление и индуктивность выходной согласующей цепи). Кроме этого, с ростом частоты даже на относительно низких частотах (единицы мегагерц) начинает оказывать влияние и индуктивность рассеяния обмоток трансформатора, что также приводит к изменению амплитуд токов, протекающих через полуобмотки трансформатора и, соответственно, через выходную согласующую цепь. В результате этого диапазонность устройства существенно ограничена и практически составляет ±3-5% [2, с.184].

Ток, протекающий через каждый из варакторов устройства [2, рис.8.7], содержит большое число гармоник, что обусловлено режимом работы варакторов с частичным открыванием p-n переходов, богатого гармониками. Этот режим устанавливается, поскольку в схеме нет источника внешнего смещения, а запирающее автоматическое смещение создается на сопротивлении R _L выходной согласующей цепи прямым током p-n переходов при их частичном открывании за счет приложенного к ним высокочастотного напряжения. Поэтому устанавливается режим с напряжением смещения Е_авт<U_m1+U _m2, где U_m1, U_m2 - амплитуды напряжения первой и второй гармоник. В этом режиме, как известно, вольтфарадная характеристика варактора сильно нелинейна, прежде всего за счет большой нелинейности диффузионной емкости p-n перехода. Поэтому спектр токов, протекающих через варакторы, содержит большое число гармоник с высоким уровнем, составляющим - (25-30)dB по сравнению со второй гармоникой [2, с.184].

Поскольку протекающий через нагрузку ток является разностным током обоих плеч, то нечетные гармоники вычитаются, а четные гармоники суммируются. Наибольшей из этих гармоник является вторая, определяющая полезный эффект. При этом четвертая гармоника, уровень которой будет высоким, определяет уровень побочных колебаний.

Кроме этого, в спектре выходного сигнала содержатся также и нечетные гармоники, уровень которых определяется неидентичностью полуобмоток вторичной обмотки трансформатора. Идентичность указанных выше полуобмоток на практике с высокой точностью обеспечить невозможно из-за конструктивных и технологических особенностей трансформатора. Таким образом в спектре выходного сигнала уровень побочных колебаний высок.

Изобретение направленно на увеличение широкополосности и снижения уровня побочных гармоник в выходном сигнале. Это достигается тем, что в гармоническом умножителе частоты, содержащем источник входного гармонического сигнала, входную и выходную согласующие цепи, первый и второй варакторы, входная согласующая цепь выполнена с двумя синфазными выходами, а выходная согласующая цепь содержит два противофазных входа, первый и второй варакторы имеют ступенчатый закон изменения концентрации примесей, также введены первый и второй резисторы, включенные таким образом, что их первые выводы подключены у первого резистора к катоду первого варактора, а у второго резистора к аноду второго варактора, а их вторые выводы подключены к общей точке устройства, первый и второй конденсаторы, первые выводы которых подключены к первому и второму выходам входной согласующей цепи соответственно, а вторые выводы подключены у первого конденсатора к аноду первого варактора, а у второго конденсатора к катоду второго варактора, двухполярный источник напряжения смещения, третий и четвертый резисторы, при этом указанные резисторы первыми выводами соединены с отрицательным и положительным электродами соответственно упомянутого источника напряжения смещения, а вторыми выводами они подключены через третий резистор к аноду первого варактора, а четвертый резистор к катоду второго варактора, что необходимо для создания запирающего напряжения смещения, при котором обеспечивается барьерный режим работы варакторов, также третий и четвертый конденсаторы, которые первыми выводами подключены к точкам соединения варакторов с потенциальными выводами первого и второго резисторов соответственно, а вторыми выводами каждый из этих конденсаторов соединен с одним из выходов выходной согласующей цепи, выход которой является выходом устройства.

На чертеже приведена схема гармонического умножителя частоты.

Гармонический умножитель частоты содержит источник входного гармонического сигнала 1, входную согласующую цепь 2, выходную согласующую цепь 3, первый варактор 4 и второй варактор 5, при этом входная согласующая цепь 2 выполнена с двумя синфазными выходами, а выходная согласующая цепь 3 содержит два противофазных, первый варактор 4 и второй варактор 5 имеют ступенчатый закон изменения концентрации примесей.

Введены первый резистор 6 и второй резистор 7, включенные таким образом, что их первые выводы подключены у первого резистора 6 к катоду первого варактора 4, а у второго резистора 7 к аноду второго варактора 5, а их вторые выводы подключены к общей точке устройства, первый конденсатор 8 и второй конденсатор 9, первые выводы которых подключены к первому и второму выводам входной согласующей цепи 2 соответственно, а вторые выводы подключены у первого конденсатора 8 к аноду первого варактора 4, а у второго конденсатора 9 к катоду второго варактора 5, двухполярный источник напряжения смещения 10, третий резистор 11 и четвертый резистор 12, при этом указанные резисторы первыми выводами соединены с отрицательными и положительными электродами соответственно упомянутого источника напряжения смещения 10, а вторыми выводами они подключены через третий резистор 11 к аноду первого варактора 4, а через четвертый резистор 12 к катоду второго варактора 5, что необходимо для создания запирающего напряжения смещения, при котором обеспечивается барьерный режим работы первого варактора 4 и второго варактора 5, третий конденсатор 13 и четвертый конденсатор 14, которые первыми выводами подключены к точкам соединения первого варактора 4 и второго варактора 5 с потенциальными выводами первого резистора 6 и второго резистора 7 соответственно, а вторыми выводами каждый из этих конденсаторов соединен с одним из входов выходной согласующей цепи 3, выход которой является выходом устройства.

Гармонический умножитель частоты работает следующим образом.

В исходном состоянии на анод первого варактора 4 через третий резистор 11 подается отрицательное напряжение -Е от двухполярного источника напряжения смещения 10, которое задает исходную рабочую точку этого варактора в запертом состоянии. Кроме этого, на катод второго варактора 5 с положительного электрода этого источника через четвертый резистор 12 подается положительное напряжение +Е, которое также задает исходную рабочую точку и этого варактора в запертом состоянии.

При подаче сигнала частоты от источника гармонического сигнала 1 на вход входной согласующей цепи 2 на каждом из ее выходов образуется по синфазному гармоническому напряжению, имеющему равные амплитуды и начальные фазы. Одно из этих напряжений воздействует на цепь, состоящую из конденсатора 8, первого варактора 4 и первого резистора 6, а второе - на аналогичную цепь, состоящую из второго конденсатора 9, второго варактора 5 и второго резистора 7.

В результате в ветви, содержащей первый варактор 4, протекает ток i ₁ (t), а в ветви, содержащей второй варактор 5, протекает ток i₂ (t). В идеальном случае, когда параметры элементов схемы имеют одинаковые номиналы, токи i₁ (t) и i₂ (t) равны между собой. Поэтому можно считать, что через каждую из этих ветвей протекает ток

где I_m1 - амплитуда тока первой гармоники.

Наличие только гармоник напряжения на каждом из варакторов обусловлено тем, что режим работы варакторов выбран таким, чтобы амплитуды напряжений U_m1 и U_m2 на каждом из них удовлетворяли условию U_m1+U_m2<( _к-Е), что обеспечивает барьерный режим работы обоих варакторов. Кроме этого, первый варактор 4 и второй варактор 5 выбраны со ступенчатым изменением концентрации примесей. Поэтому вольтфарадная характеристика каждого их них описывается выражением

где С₀ - емкость варактора при напряжении Е; Е - напряжение смещения;

_к=(0.3-0.5)В - контактная разность потенциалов; u - мгновенное значение напряжения, приложенного к варактору.

Поскольку зависимость (2) нелинейная и представляет одну ветвь квадратичной параболы, то при протекании тока (1) через каждый из варакторов на каждом из них образуется и вторая гармоника напряжения. Так как ток i₁ в первый варактор 4 втекает (при положительной полярности воздействующего на него напряжения частоты ), а из второго варактора ток i₁ вытекает (как видно из чертежа), то вторые гармоники напряжений, возникающие на каждом из этих варакторов, находятся в противофазе, т.е. имеют начальный фазовый сдвиг, равный 180°. Поэтому мгновенное значение напряжения на первом варакторе 4 определяется выражением

где U_m1=I _m1/ C₀, U_m2=I _m1/4 С₀.

На втором варакторе 5 мгновенное значение напряжения определяется следующим соотношением

В выражениях (3) и (4) фазовый сдвиг спектральных составляющих частоты 2 учитывается знаками "плюс" и "минус" при вторых слагаемых.

С помощью выходной согласующей цепи 3, имеющей два противофазных входа, колебания частоты 2 , созданные на первом резисторе 6 и втором резисторе 7, передаются на выход устройства. Колебания частоты на выход устройства не передаются, а подавляются выходной согласующей цепью 3, так как они симфазны. Поэтому на выходе устройства формируется колебание только с частотой 2 . Данное динамическое устройство сохраняется в широкополосной полосе частот, что обеспечивает широкополосность устройства.

Как следует из изложенного выше, для выделения выходного сигнала (частоты 2 ) нет необходимости в использовании LC-цепей, имеющих частотную зависимость сопротивлений и поэтому ограничивающих полосу рабочих частот. Поэтому как выходную согласующую цепь 3, так и входную согласующую цепь 2 необходимо выполнять широкополосными, что обеспечивает как широкополосность всего устройства, так и упрощает его реализацию. При этом неоспоримые преимущества имеет устройство, в котором согласующие цепи выполняются в виде широкополосных усилительных каскадов на транзисторах. Такие цепи легко реализуются без индуктивных элементов, что позволяет применить для их практического выполнения интегральную технологию, обеспечивающую высокую точность выполнения элементов и, соответственно, достичь на практике равенства токов i₁ (t) и i₂ (t), напряжений u (t) и u (t), действующих в разных участках схемы умножителя частоты. В результате обеспечивается высокая степень подавления колебания частоты выходной согласующей цепью 3, составляющая -(40÷60)dB и ниже, что хорошо известно из технических характеристик устройств, выполненных по интегральной технологии, например операционных усилителей. Благодаря указанному выше в заявляемом устройстве достигается режим работы с малым уровнем побочных гармоник на выходе, причем значительно более низким, чем это имеет место в случае применения LC-элементов в известных устройствах [1, 2].

Как выходное сопротивление входной согласующей цепи 2, так и входное сопротивление выходной согласующей цепи 3 в общем случае оказывают влияние на уровень напряжения частоты 2 , передаваемого с каждого из варакторов на выход устройства. Степень уменьшения амплитуды составляющей частоты 2 , создаваемой первым варактором 4 на первом резисторе 6, а также вторым варактором 5 на втором резисторе 7 вследствие шунтирующего действия входной согласующей цепи 1, можно оценить с помощью следующего соотношения:

где R_вых - выходное сопротивление каждого из выходов входной согласующей цепи 2;

R _н - сопротивление первого или второго резисторов 6 и 7 соответственно.

Для обеспечения работоспособности устройства в широком диапазоне частот необходимо оптимальным образом выбрать номиналы параметров элементов его схемы. При выборе номинала сопротивления R_н необходимо, чтобы выполнялось условие

В этом случае изменение частоты входного сигнала в широких пределах не приводит к изменению амплитуды напряжений u (t) и u (t). Поэтому реализуется широкополосный режим работы устройства.

Кроме этого, чтобы гармоническое напряжение частоты 2 , возникающее на каждом из варакторов, не создавало падения напряжения на выходном сопротивлении R_вых2 каждого плеча входной согласующей цепи 2, а создавало напряжение на первом резисторе 6 и втором резисторе 7 соответственно, необходимо, чтобы выполнялось соотношение

С другой стороны, чтобы входное сопротивление R_вх3 каждого из плеч входной согласующей цепи 3 не оказывало шунтирующего действия на первый резистор 6 и второй резистор 7 соответственно, необходимо, чтобы выполнялось условие

При выполнении (8) напряжение частоты 2 с первого резистора 6 и второго резистора 7 передаются на вход выходной согласующей цепи 3 практически без потерь. В случае выполнения выходной согласующей цепи 3 в виде активной цепи возможно и значительное увеличение сигнала частоты 2 на ее по сравнению с уровнем сигнала этих составляющих на первом резисторе 6 и втором резисторе 7 за счет усиления.

Кроме этого, необходимо, чтобы цепи смещения не оказывали влияния на работу устройства по высокой частоте. Чтобы обеспечить это требование, номинал третьего резистора 11 и четвертого резистора 12, образующих цепь подачи смещения на эти варакторы, должен удовлетворять требованию

где R_c - номинал третьего и четвертого резисторов.

Чтобы выходное сопротивление каждого из выходов входной согласующей цепи 2 не влияло на режим работы варакторов по постоянному току в схему устройства введены первый конденсатор 8 и второй конденсатор 9, которые выполняют функцию блокировочных конденсаторов. Чтобы каждый из этих конденсаторов не оказывал влияние на работу устройства по высокой частоте необходимо выполнение следующего соотношения:

где х_сбл1 - сопротивление первого конденсатора 8 и второго конденсатора 9 соответственно.

Для устранения влияния каждого из входов выходной согласующей цепи 3 на работу устройства по постоянному току включены третий конденсатор 13 и четвертый конденсатор 14, при этом каждый из этих конденсаторов не должен оказывать существенное влияние на работу устройства по высокой частоте. Это достигается при выполнении неравенства

где х_сбл2 - сопротивление третьего конденсатора 13 и четвертого конденсатора 14 по высокой частоте.

Следует отметить, что выполнение условий (6)-(11) не требует жесткой их реализации на практике, поскольку работоспособность устройства сохраняется и при ослаблении требований, вытекающих из этих неравенств. Основным условием является равенство параметров соответствующих элементов каждого из плеч устройства.

В этом случае достигается равенство токов i₁ (t) и i₂ (t). Реализация этого условия зависит также и от используемой элементной базы. Поскольку цепь смещения в заявляемом устройстве не содержит индуктивных элементов, а как входная согласующая цепь 2, так и выходная согласующая цепь 3 также реализуются без применения индуктивных элементов, то заявляемое устройство можно реализовать по интегральной технологии. В результате достигается высокая идентичность плеч и поэтому большая широкополосность, которая может составить октаву и более, что значительно больше, чем в известных устройствах и при уровне побочных колебаний не выше -40 dB по сравнению со второй гармоникой.

Таким образом требования, предъявляемые к элементам схемы заявляемого устройства, достаточно просто реализуются на практике, а возможность реализации устройства в интегральном исполнении свидетельствует о его высокой технологичности.

Поэтому заявляемое устройство имеет существенные преимущества перед известными и отвечает требованию промышленной применимости.

ИСТОЧНИКИ ИНФОРМАЦИИ

1. Каганов В.И. Транзисторные радиопередатчики. - М.: Энергия, 1976, с.329-332, рис.8.12,б.

2. Радиопередающие устройства. /М.В.Балакирев, Ю.С.Вохмяков, А.В.Журиков и др.; Под ред. О.А.Челнокова. - М.: Радио и связь, 1982, с.182-186, рис.8.7.