способ и устройство для определения логарифмического отношения правдоподобия с предварительным кодированием

Формула изобретения

1. Способ восстановления данных, передаваемых в системе радиосвязи, заключающийся в том, что

принимают множество сигнальных элементов, при этом сигнальный элемент содержит совокупность модуляционных символов из совокупности кодированных битов;

определяют первое подмножество сигнальных элементов, для которого бит имеет первое значение;

определяют второе подмножество сигнальных элементов, для которого бит имеет второе значение, при этом первое и второе подмножества представлены сигнальными элементами из расширенной сигнальной группы;

определяют вероятность того, что бит равен первому значению или второму значению, в зависимости от принятого сигнального элемента; и

определяют символ гибкого решения по вероятности того, что бит равен первому значению или второму значению,

при этом расширенную сигнальную группу формируют добавлением 2М _i к каждому элементу в исходной сигнальной группе, где М обозначает число сигнальных элементов в исходной сигнальной группе, a i является целым числом.

2. Способ по п.1, отличающийся тем, что символы гибкого решения представлены логарифмическими отношениями правдоподобия (LLR).

3. Способ по п.2, отличающийся тем, что значение LLR определяют по следующей формуле:

где b_k обозначает кодовый бит, a k является индексом бита в группе log₂ M битов или обозначением сигнала с амплитудно-импульсной модуляцией (РАМ), где 0 k<log₂M; A_n обозначает принятый сигнал, соответствующий b _k; и обозначают подмножества сигнальных элементов для сигнала с многоуровневой амплитудно-импульсной модуляцией (М-РАМ), для которых соответственно b_k=0 и b _k=1.

4. Способ по п.1, отличающийся тем, что символы гибкого решения содержат информацию, передаваемую по каналу, и внешнюю информацию.

5. Способ по п.1, отличающийся тем, что символы гибкого решения содержат информацию, по меньшей мере, для одного пространственного подканала и, по меньшей мере, для одного частотного подканала, используемых для передачи совокупности модуляционных символов.

6. Способ по п.1, отличающийся тем, что система радиосвязи является системой с ортогональным уплотнением с разделением частот (OFDM).

7. Способ по п.1, отличающийся тем, что система радиосвязи является системой с многоканальным входом и многоканальным выходом (MIMO).

8. Способ по п.7, отличающийся тем, что система MIMO осуществляет ортогональное уплотнение с разделением частот (OFDM).

9. Способ по п.1, отличающийся тем, что расширенную сигнальную группу ограничивают +/- М элементами от принятого элемента.

10. Способ по п.1, отличающийся тем, что исходная сигнальная группа является группой сигналов с амплитудно-импульсной модуляцией (РАМ).

11. Способ определения в системе радиосвязи символов гибкого решения по принятым модуляционным символам, заключающийся в том, что

определяют первое подмножество сигнальных элементов, для которого бит равен первому значению;

определяют второе подмножество сигнальных элементов, для которого бит равен второму значению, при этом первое и второе подмножества представлены сигнальными элементами из расширенной сигнальной группы;

определяют вероятность того, что бит равен первому значению или второму значению, в зависимости от принятого сигнального элемента; и

определяют символ гибкого решения по вероятности того, что бит равен первому значению или второму значению,

при этом расширенную сигнальную группу формируют добавлением 2М _i к каждому элементу в исходной сигнальной группе, где М обозначает число сигнальных элементов в исходной сигнальной группе, a i является целым числом.

12. Способ по п.11, отличающийся тем, что символы гибкого решения представлены логарифмическими отношениями правдоподобия (LLR).

13. Способ по п.12, отличающийся тем, что значение LLR определяют по следующей формуле:

где b_k обозначает кодовый бит, a k является индексом бита в группе log₂ M битов или обозначением сигнала с амплитудно-импульсной модуляцией (РАМ), где 0 k<log₂M; A_n обозначает принятый сигнал, соответствующий b _k; и обозначают подмножества сигнальных элементов для сигнала с многоуровневой амплитудно-импульсной модуляцией (М-РАМ), для которых соответственно b_k=0 и b _k=1.

14. Способ по п.11, отличающийся тем, что система радиосвязи является системой с ортогональным уплотнением с разделением частот (OFDM).

15. Способ по п.11, отличающийся тем, что система радиосвязи является системой с многоканальным входом и многоканальным выходом (MIMO).

16. Способ по п.15, отличающийся тем, что система MIMO осуществляет ортогональное уплотнение с разделением частот (OFDM).

17. Способ по п.11, отличающийся тем, что расширенную сигнальную группу ограничивают +/- М элементами от принятого элемента.

18. Способ по п.11, отличающийся тем, что исходная сигнальная группа является группой сигналов с амплитудно-импульсной модуляцией (РАМ).

19. Устройство восстановления в системе радиосвязи передаваемых данных, содержащее

средство для приема множества сигнальных элементов, при этом сигнальный элемент содержит совокупность модуляционных символов из совокупности кодированных битов;

средство для определения первого подмножества сигнальных элементов, для которого бит равен первому значению;

средство для определения второго подмножества сигнальных элементов, для которого бит равен второму значению, при этом первое и второе подмножества представлены сигнальными элементами из расширенной сигнальной группы;

средство для определения вероятности того, что бит равен первому значению или второму значению, в зависимости от принятого сигнального элемента; и

средство для определения символа гибкого решения по вероятности того, что бит равен первому значению или второму значению,

при этом расширенная сигнальная группа сформирована добавлением 2М_i к каждому элементу в исходной сигнальной группе, где М обозначает число сигнальных элементов в исходной сигнальной группе, a i является целым числом.

20. Устройство по п.19, отличающееся тем, что символы гибкого решения представлены логарифмическими отношениями правдоподобия (LLR).

21. Устройство по п.20, отличающееся тем, что значение LLR определяется по следующей формуле:

где b_k обозначает кодовый бит, a k является индексом бита в группе log₂ M битов или обозначением сигнала с амплитудно-импульсной модуляцией (РАМ), где 0 k<log₂M; A_n обозначает принятый сигнал, соответствующий b _k; и обозначают подмножества сигнальных элементов для сигнала с многоуровневой амплитудно-импульсной модуляцией (М-РАМ), для которых соответственно b_k=0 и b _k=1.

22. Устройство по п.19, отличающееся тем, что символы гибкого решения содержат информацию, передаваемую по каналу, и внешнюю информацию.

23. Устройство по п.19, отличающееся тем, что символы гибкого решения содержат информацию, по меньшей мере, для одного пространственного подканала и, по меньшей мере, для одного частотного подканала, используемых для передачи совокупности модуляционных символов.

24. Устройство по п.19, отличающееся тем, что система радиосвязи является системой с ортогональным уплотнением с разделением частот (OFDM).

25. Устройство по п.19, отличающееся тем, что система радиосвязи является системой с многоканальным входом и многоканальным выходом (MIMO).

26. Устройство по п.25, отличающееся тем, что система MIMO осуществляет ортогональное уплотнение с разделением частот (OFDM).

27. Устройство по п.19, отличающееся тем, что расширенная сигнальная группа ограничена +/- М элементами от принятого элемента.

28. Устройство по п.19, отличающееся тем, что исходная сигнальная группа является группой сигналов с амплитудно-импульсной модуляцией (РАМ).

29. Устройство восстановления в системе радиосвязи передаваемых данных, содержащее

приемник, выполненный с возможностью приема множества модуляционных символов из совокупности кодированных битов;

процессор, связанный с приемником и выполненный с возможностью осуществления следующих этапов способа:

определение первого подмножества сигнальных элементов, для которого бит равен первому значению;

определение второго подмножества сигнальных элементов, для которого бит равен второму значению, при этом первое и второе подмножества представлены сигнальными элементами из расширенной сигнальной группы;

определение вероятности того, что бит равен первому значению или второму значению, в зависимости от принятого сигнального элемента; и

определение символа гибкого решения по вероятности того, что бит равен первому значению или второму значению,

при этом расширенная сигнальная группа сформирована добавлением 2М_i к каждому элементу в исходной сигнальной группе, где М обозначает число сигнальных элементов в исходной сигнальной группе, a i является целым числом.

30. Устройство по п.29, отличающееся тем, что символы гибкого решения представлены логарифмическими отношениями правдоподобия (LLR).

31. Устройство по п.29, отличающееся тем, что значение LLR определяется по следующей формуле:

где b_k обозначает кодовый бит, a k является индексом бита в группе log₂ M битов или обозначением сигнала с амплитудно-импульсной модуляцией (РАМ), где 0 k<log₂M; A_n обозначает принятый сигнал, соответствующий b _k; и обозначают подмножества сигнальных элементов для сигнала с многоуровневой амплитудно-импульсной модуляцией (М-РАМ), для которых соответственно b_k=0 и b _k=1.

32. Устройство по п.29, отличающееся тем, что расширенная сигнальная группа ограничена +/- М элементами от принятого элемента.

33. Устройство по п.29, отличающееся тем, что исходная сигнальная группа является группой сигналов с амплитудно-импульсной модуляцией (РАМ).

34. Машиночитаемый носитель данных, содержащий последовательность машиночитаемых команд управления компьютерной системой, выполнение которых компьютерной системой осуществляет способ восстановления данных, передаваемых в системе радиосвязи, содержащий этапы

приема множества сигнальных элементов, при этом сигнальный элемент содержит совокупность модуляционных символов из совокупности кодированных битов;

определения первого подмножества сигнальных элементов, для которого бит имеет первое значение;

определения второго подмножества сигнальных элементов, для которого бит имеет второе значение, при этом первое и второе подмножества представлены сигнальными элементами из расширенной сигнальной группы;

определения вероятности того, что бит равен первому значению или второму значению, в зависимости от принятого сигнального элемента; и

определения символа гибкого решения по вероятности того, что бит равен первому значению или второму значению,

при этом расширенная сигнальная группа сформирована добавлением 2М_i к каждому элементу в исходной сигнальной группе, где М обозначает число сигнальных элементов в исходной сигнальной группе, a i является целым числом.

35. Носитель данных по п.34, отличающийся тем, что символы гибкого решения представлены логарифмическими отношениями правдоподобия (LLR).

36. Носитель данных по п.34, отличающийся тем, что значение LLR определяется по следующей формуле:

где b_k обозначает кодовый бит, a k является индексом бита в группе log₂ M битов или обозначением сигнала с амплитудно-импульсной модуляцией (РАМ), где 0 k<log₂M; A_n обозначает принятый сигнал, соответствующий b _k; и обозначают подмножества сигнальных элементов для сигнала с многоуровневой амплитудно-импульсной модуляцией (М-РАМ), для которых соответственно b_k=0 и b _k=1.

37. Носитель данных по п.34, отличающийся тем, что расширенная сигнальная группа ограничена +/- М элементами от принятого элемента.

38. Носитель данных по п.34, отличающийся тем, что исходная сигнальная группа является группой сигналов с амплитудно-импульсной модуляцией (РАМ).

Описание изобретения к патенту

Настоящая заявка заявляет приоритет предварительной заявки на патент США №60/334363 от 29 ноября 2001 г. на "Турбокодирование с предварительным кодированием для каналов многолучевого распространения с замиранием", включенной в настоящую заявку посредством ссылки.

ОБЛАСТЬ ТЕХНИКИ

Изобретение, в общем, относится к радиосвязи. В частности, изобретение относится к устройствам и способам определения логарифмического отношения правдоподобия (LLR) для турбокодов и метрики ветвления для сверточных кодов при использовании предварительного кодирования.

ПРЕДШЕСТВУЮЩИЙ УРОВЕНЬ ТЕХНИКИ

Системы радиосвязи широко применяют для обеспечения разных видов обмена информацией, например для телефонной связи, передачи пакетных данных и т.д. Эти системы могут быть основаны на множественном доступе с кодовым разделением каналов (CDMA), множественном доступе с временным разделением каналов (TDMA), ортогональном уплотнении с разделением частот (OFDM) или некоторых других способов множественного доступа.

Высокоскоростная передача данных с высокоэффективным использованием спектра по радиоканалу с сильным замиранием вследствие многолучевого распространения является сложной задачей. В настоящее время эффективным способом модуляции для такого канала считается OFDM. Способ OFDM принят в ряде стандартов нескольких локальных сетей (LAN). Способ OFDM часто предлагают для систем широкополосного радиодоступа (BWA). Хотя модуляция OFDM действительно весьма эффективна при передаче по радиоканалу с сильным замиранием вследствие многолучевого распространения, данный способ модуляции имеет несколько недостатков.

Недостатком систем OFDM является служебная нагрузка, связанная с применением защитных тонов в частотной области и циклического префикса во временной области. Низкая эффективность обусловлена также проблемой разрешения блока передаваемых данных. Минимальная длина блока для передачи равна числу битов на символ OFDM. Данное число может быть большим, если число несущих велико и используется алфавит модуляции высокого порядка. Поскольку в системе пакетной передачи данных длина кадра, как правило, не является целократной числу битов на символ OFDM, то биты впустую расходуются на заполнение. Заполнение может существенно снижать эффективность, особенно при небольшой длине кадра.

Другим заметным недостатком способа OFDM является повышенная чувствительность к нелинейным искажениям и фазовому шуму. Амплитуда сигнала OFDM характеризуется гауссовским распределением. Высокое отношение пиковой к средней мощности сигнала OFDM делает этот сигнал чувствительным к нелинейным искажениям и одностороннему ограничению, так как пики сигнала могут иногда попадать в область насыщения усилителя мощности. В результате повышается коэффициент битовых ошибок (BER) и помехи по соседнему каналу. Поэтому, чтобы ослабить эффект снижения качества сигнала, требуется идти на более высокие потери мощности.

Применение способа OFDM с эффективными кодами канала частично снимает некоторые вышеописанные проблемы. Канальное кодирование в сочетании с канальным блоком перемежения также устраняет потребность системы OFDM в битовой загрузке. Однако канальное кодирование не решает проблему эффективности системы OFDM. Ненадлежащий выбор параметров OFDM может привести к заметному снижению эффективности передачи данных.

Система передачи на одной несущей с ограниченной полосой и квадратурной амплитудной модуляцией (QAM) высокого порядка широко применяется для высокоскоростной передачи данных с высокой спектральной эффективностью по проводным линиям, а также в беспроводных системах, работающих в пределах прямой видимости. Данный способ не имеет вышеупомянутых недостатков способа OFDM. Однако в системе с одной несущей и каналом с сильным замиранием вследствие многолучевого распространения осложняется задача коррекции канала. Линейный корректор не обеспечивает удовлетворительных характеристик. Моделирование показало, что даже если в системе с передачей на одной несущей применяют низкоскоростной код канала, чтобы сделать суммарный показатель служебной нагрузки или спектральную эффективность одинаковыми в системе с передачей на одной несущей и системе OFDM, характеристики системы с передачей на одной несущей с подключением линейного корректора и идеального корректора лишь немного выше, чем с OFDM.

Известно, что корректор с решающей обратной связью (DFE) является весьма эффективным способом коррекции канала с такими проблемами, как сильные межсимвольные помехи (ISI). Применение DFE требует оценок последних переданных символов без задержек для вычитания величины ISI, вносимой ими в текущие символы. Если оценки последних переданных символов свободны от ошибок, то величину вносимых ими ISI можно вычесть полностью, без усиления шумов. Этим объясняются превосходные характеристики идеального DFE, т.е. системы, которая предполагает возможность получения в приемнике достоверных оценок последних переданных символов. Если по последнему символу принято неверное решение, то возможно размножение ошибок. Моделирование показало, что в канале со значительным многолучевым распространением возникает настолько сильный эффект размножения ошибок, что характеристики DFE ниже характеристик линейного корректора.

Предложено несколько способов для ослабления влияния размножения ошибок в DFE. В соответствии с одним из способов предлагают присваивать критерий надежности каждому скорректированному гибкому символу. Оценка символа, подлежащая передаче обратно в DFE, основывается на данной надежности. Например, если скорректированный символ характеризуется высокой надежностью, то по обратной связи передается жесткое решение, а в противном случае по обратной связи передается скорректированный символ без жесткого решения.

Другой способ, в соответствии с которым предлагают выполнять итерацию в цепи между корректором и канальным декодером в режиме, подобном турборежиму, называют в литературе "турбокоррекцией". Способ, по сути, основан на том, что, если канальный декодер вырабатывает более достоверные оценки кодовых битов на выходе по сравнению с тем, что получает от корректора на входе, то оценки можно подавать обратно в DFE. В результате, во время выполнения в DFE следующей итерации, степень размножения ошибок в DFE уменьшится и т.д. Первый способ практически не приводит к техническому усложнению при осуществлении, а второй способ отличается намного более сложным осуществлением и замедлением передачи. К сожалению, установлено, что данные способы слабо помогают в решении проблемы размножения ошибок.

Поэтому в данной области техники существует потребность в ослаблении эффекта размножения ошибок.

СУЩНОСТЬ ИЗОБРЕТЕНИЯ

Настоящее изобретение относится к устройству и способу восстановления данных, передаваемых в системе радиосвязи, которые ослабляют эффект размножения ошибок. Принимается совокупность символов модулированного сигнала (далее, модуляционных символов) из совокупности кодированных битов. Заявлены устройство и способ восстановления данных, передаваемых в системе радиосвязи. Принимается множество сигнальных элементов, при этом сигнальный элемент содержит совокупность модуляционных символов из совокупности кодированных битов. Определяются первое подмножество сигнальных элементов, для которого бит имеет первое значение, и второе подмножество сигнальных элементов, для которого бит имеет второе значение. Первое и второе подмножества представлены сигнальными элементами из расширенной сигнальной группы. В соответствии с вариантом осуществления, расширенную сигнальную группу расширяют добавлением 2M_i к каждому элементу в исходной группе, где M означает число сигнальных элементов в основной одномерной сигнальной группе, а i является целым числом.

Определяется вероятность того, что бит равен первому значению или второму значению, в зависимости от принятого сигнального элемента. После этого можно определить символ гибкого решения по вероятности того, что бит равен первому значению или второму значению. Символы гибкого решения могут быть представлены логарифмическими отношениями правдоподобия.

При канальном кодировании, которое использует гибкое решение, чтобы вычислять битовое LLR для турбокодов (или разрядную метрику ветвления для декодирования по алгоритму Витерби сверточных кодов при принятии гибкого решения), свертывание принятой группы (по модулю функции) перед вычислением битового LLR или метрики ветвления, приводит к существенному ухудшению характеристик декодера. По существу, LLR определяют с использованием расширенной сигнальной группы, что существенно повышает качество работы декодера.

Ниже приведено подробное описание различных аспектов и вариантов осуществления настоящего изобретения. Нижеприведенное подробное описание настоящего изобретения дополнительно содержит информацию о методах, способах, приемниках, передатчиках, системах и других устройствах и элементах, которые реализуют различные аспекты, варианты осуществления и признаки изобретения.

КРАТКОЕ ОПИСАНИЕ ЧЕРТЕЖЕЙ

Признаки, сущность и преимущества настоящего изобретения поясняются в подробном описании, приведенном ниже со ссылками на чертежи, на которых для обозначения соответствующих элементов использованы идентичные ссылочные позиции и где

на фиг.1 приведена упрощенная блок-схема системы связи, в которой могут быть реализованы различные аспекты и варианты осуществления изобретения;

на фиг.2A и 2B приведены блок-схемы двух передающих устройств, которые кодируют и модулируют данные, соответственно, в (1) одной схеме кодирования и модуляции и (2) раздельных схемах кодирования и модуляции на каждую антенну;

на фиг.3 приведена блок-схема системы связи, содержащей предварительный кодер;

на фиг.4 приведена блок-схема системы связи, использующей турбокодирование и предварительное кодирование;

на фиг.5 приведен пример принятой группы сигналов по модулю и расширенной сигнальной группы; и

на фиг.6 приведена схема последовательности операций для определения символа гибкого решения.

ПОДРОБНОЕ ОПИСАНИЕ ПРЕДПОЧТИТЕЛЬНЫХ ВАРИАНТОВ ОСУЩЕСТВЛЕНИЯ ИЗОБРЕТЕНИЯ

Предварительное кодирование является широко известным способом устранения эффекта размножения ошибок и достижения характеристик идеального корректора с решающей обратной связью (DFE). Суть предварительного кодирования заключается в следующем. Идеальное устройство DFE нуждается в идеальной оценке канала, а также последних переданных символов. Приемник может получить почти идеальную оценку канала, но не способен обеспечить идеальные оценки последних переданных символов. С другой стороны, передатчик располагает идеальной информацией о последних переданных символах. Следовательно, если бы передатчик мог получить оценку канала, то появилась бы возможность предварительной коррекции канала. В условиях локальных радиосетей (WLAN) или региональных радиосетей (WAN), в которых станция доступа и абонент являются фактически стационарными или медленно перемещаются, радиоканал можно считать двунаправленным. При этом как станция доступа, так и абонент располагают оценками канала, поскольку канал идентичен в обоих направлениях. Если предположение о двунаправленном характере канала становится неверным по какой-то причине, предварительное кодирование все-таки остается полезным решением. Оценки канала можно измерять и передавать обратно в передатчик из приемника во время первоначального сеанса связи перед передачей данных. Недостатком предварительной коррекции является проблема вероятного повышения мощности передачи, а также вероятного увеличения отношения пиковой и средней мощностей. Однако данная проблема весьма эффективно решается предварительным кодированием по алгоритму Томлинсона-Харашимы (TH).

На фиг.1 приведена упрощенная блок-схема системы связи 100, в которой могут быть реализованы различные аспекты и варианты осуществления настоящего изобретения. В данном варианте осуществления система связи 100 представляет собой систему CDMA, соответствующую стандартам cdma2000, W-CDMA, IS-856 и/или другим стандартам на системы CDMA. Передающее устройство 110 осуществляет передачу данных, как правило, в блоках от источника 112 данных до процессора 114 передаваемых данных (TX-данных), который форматирует, кодирует и обрабатывает данные с целью генерации, по меньшей мере, одного аналогового сигнала. После этого аналоговые сигналы пересылаются в передатчик 116, который (квадратурным способом) модулирует, фильтрует, усиливает и преобразует по частоте до более высокой частоты сигнал(ы) с целью генерации модулированного сигнала. Затем модулированный сигнал передается, по меньшей мере, одной антенной 118 (на фиг.1 показана одна антенна), по меньшей мере, в одно принимающее устройство.

В принимающем устройстве 130, по меньшей мере, одна антенна 132 (на фигуре также показана только одна антенна) принимает переданный сигнал и пересылает его в приемник 134. В приемнике 134 принятый сигнал усиливается, фильтруется, преобразуется по частоте со снижением частоты (квадратурным способом), демодулируется и оцифровывается с целью формирования отсчетов. Затем отсчеты обрабатываются и декодируются в процессоре 136 принимаемых данных (RX-данных) с целью восстановления передаваемых данных. Принимающее устройство 130 выполняет обработку и декодирование с использованием способа, дополнительного способу обработки и кодирования в передающем устройстве 110. Затем восстановленные данные передаются в приемник 138 данных.

На фиг.2A приведена блок-схема передающего устройства 200a, которое представляет собой вариант осуществления секции передатчика изображенной на фиг.1 передающей системы 110. В соответствии с данным вариантом осуществления единственная схема кодирования используется для всех N_T передающих антенн, и единственная схема модуляции используется для всех N_F частотных подканалов всех передающих антенн. Передающее устройство 200a содержит (1) процессор 114a TX-данных, который получает и кодирует информационные данные в соответствии с конкретной схемой кодирования для формирования кодированных данных, и (2) модулятор 116a, который модулирует кодированные данные в соответствии с конкретной схемой модуляции для формирования модулированных данных. В соответствии с этим процессор 114a TX-данных и модулятор 116a составляют один из вариантов осуществления соответственно процессора 114 TX-данных и модулятора 116, представленных на фиг.1.

В конкретном варианте осуществления, представленном на фиг.2A, процессор 114a TX-данных содержит кодирующее устройство 212, канальный блок 214 перемежения и демультиплексор 216. Кодирующее устройство 212 получает и кодирует данные трафика (т.е. информационные биты) в соответствии с выбранной схемой кодирования для формирования кодированных битов. Кодирование повышает надежность передачи данных. Выбранная схема кодирования может включать в себя в любом сочетании кодирование циклически избыточным проверочным кодом (CRC-кодирование), сверточное кодирование, турбокодирование, блочное кодирование и т.д. Ниже приведено описание нескольких вариантов кодирующего устройства 212.

Далее канальный блок 214 перемежения чередует кодированные биты по конкретной схеме перемежения и формирует кодированные биты с перемежением. Перемежение обеспечивает временное разнесение кодированных битов, позволяет передавать данные на основании средних отношений сигнала к шуму и сигнала к помехе (SNR) в частотных и/или пространственных подканалах, используемых для передачи данных, служит средством против замирания и дополнительно устраняет корреляцию между кодированными битами, используемыми для формирования каждого модуляционного символа. Перемежение может также обеспечивать дополнительное частотное разнесение, если кодированные биты передаются по нескольким частотным подканалом. Ниже приведено описание кодирования и канального перемежения.

Далее демультиплексор 216 разделяет подвергнутые перемежению и кодированные данные на N_T потоков кодированных данных для N_T передающих антенн, которые должны осуществлять передачу данных. Далее N _T потоков кодированных данных направляются в модулятор 116a.

В конкретном варианте осуществления, показанном на фиг.2A, модулятор 116a содержит N_T модуляторов OFDM, и каждый из модуляторов OFDM предназначен для обработки соответствующего потока кодированных данных для одной передающей антенны. Каждый модулятор OFDM содержит блок 222 отображения символов, блок 224 обратного быстрого преобразования Фурье (IFFT) и генератор 226 циклического префикса. В соответствии с данным вариантом осуществления все N_T блоков 222a-222t отображения символов реализуют одну и ту же схему модуляции.

В каждом модуляторе OFDM блок 222 отображения символов отображает полученные кодированные биты в модуляционные символы для (вплоть до) N_T частотных подканалов, по которым данные должны передаваться на передающую антенну, относящуюся к модулятору OFDM. Конкретная схема модуляции, подлежащая реализации в блоке 222 отображения символов, определяется посредством управления модуляцией, которое осуществляет контроллер 130. При использовании OFDM модуляцию можно выполнять группировкой наборов из q кодированных битов для формирования недвоичных символов и отображением каждого недвоичного символа в конкретный элемент в сигнальной группе, соответствующей выбранной схеме модуляции (например, квадратурной фазовой манипуляции (QPSK), многоуровневой фазовой манипуляции (M-PSK), многоуровневой квадратурной амплитудной модуляции (M-QAM) или какой-либо другой схеме). Каждый отображенный сигнальный элемент соответствует M-ичному (с основанием M) модуляционному символу, где M=2^q. Далее блок 222 отображения символов выдает вектор, состоящий из (вплоть до) N _F модуляционных символов на каждый период передачи символов, при этом число модуляционных символов в каждом векторе соответствует числу частотных подканалов, подлежащих использованию для передачи данных в упомянутый период передачи символов.

Если приемная система выполняет обычное не итерационное обратное отображение и декодирование, то для отображения символов целесообразно применять отображение кодом Грея, поскольку данный код обеспечивает более высокие характеристики по коэффициенту битовых ошибок (BER). При отображении кодом Грея соседние элементы в сигнальной группе (как по горизонтали, так и по вертикали) отличаются только на одну из q битовых позиций. Отображение кодом Грея уменьшает количество битовых ошибок для событий с большей вероятностью ошибок, которые соответствуют принятому модуляционному символу, отображаемому в позиции вблизи правильной позиции, при этом в данном случае только один кодированный бит будет принят с ошибкой.

Далее блок IFFT 224 выполняет обратное быстрое преобразование Фурье каждого вектора модуляционных символов в представление во временной области (которая называется символом OFDM). Блок IFFT 224 может быть выполнен для осуществления обратного преобразования относительно любого числа (например, 8, 16, 32, ..., N_F , ...) частотных подканалов. В соответствии с вариантом осуществления генератор циклического префикса 226 повторяет часть символа OFDM для каждого символа OFDM, чтобы сформировать соответствующий передаваемый символ. При использовании циклического префикса передаваемый символ сохраняет свои ортогональные свойства при наличии разброса по задержке при многолучевом распространении, тем самым улучшая рабочие характеристики в условиях таких вредных воздействий тракта, как дисперсия канала, обусловленная частотно-избирательным замиранием. Передаваемые символы с генератора циклического префикса 226 поступают в соответствующий передатчик 122 и обрабатываются для генерации модулированного сигнала, который передается соответствующей антенной 124.

На фиг.2B приведена блок-схема передающего устройства 200b, которое является другим вариантом осуществления секции передатчика передающей системы 110, изображенной на фиг.1. В соответствии с данным вариантом осуществления для каждой из N_T передающих антенн используется отдельная схема кодирования, и для всех N_F частотных подканалов каждой передающей антенны используется отдельная схема модуляции (т.е. принцип раздельного кодирования и модуляции для каждой отдельной антенны). Конкретные схемы кодирования и модуляции, которые следует исследовать для каждой передающей антенны, могут выбираться исходя из ожидаемых условий канала (например, приемной системой и передаваться обратно в передающую систему).

Передающее устройство 200b содержит (1) процессор 114b TX-данных, который получает и кодирует информационные данные в соответствии с отдельными схемами кодирования для формирования кодированных данных, и (2) модулятор 116b, который модулирует кодированные данные в соответствии с отдельными схемами модуляции для формирования модулированных данных. Процессор 114b TX-данных и модулятор 116b составляют другой вариант осуществления соответственно процессора 114 TX-данных и модулятора 116, представленных на фиг.1.

В конкретном варианте осуществления, представленном на фиг.2B, процессор 114b TX-данных содержит демультиплексор 210, N _T кодирующих устройств 212a-212t, и N_T канальных блоков 214a-214t перемежения (т.е. по одной группе, состоящей из кодирующего устройства и канального блока перемежения, на каждую передающую антенну). Демультиплексор 210 разделяет информационные данные (т.е. информационные биты) на N _T потоков данных для N_T передающих антенн, которые должны использоваться для передачи данных. Далее каждый поток данных пересылается в соответствующее кодирующее устройство.

Каждое кодирующее устройство 212 получает и кодирует соответствующий поток данных на основе конкретной схемы кодирования, выбранной для соответствующей передающей антенны для формирования кодированных битов. Далее кодированные биты из каждого кодирующего устройства 212 подаются в соответствующий канальный блок 214 перемежения, который чередует кодированные биты на основе конкретной схемы перемежения, чтобы обеспечить разнесение. Затем канальные блоки 214a-214t перемежения передают потоки перемежающих и кодированных данных для N _T передающих антенн в модулятор 116b.

В конкретном варианте осуществления, представленном на фиг.2B, модулятор 116b содержит N_T модуляторов OFDM, при этом каждый модулятор OFDM содержит блок 222 отображения символов, блок IFFT 224 и генератор 226 циклического префикса. В соответствии с данным вариантом осуществления N_T блоков 222a-222t отображения символов могут реализовать разные схемы модуляции. В каждом модуляторе OFDM блок 222 отображения символов отображает группы из q_n кодированных битов для формирования M_n-ичных модуляционных символов, где M_n соответствует конкретной схеме модуляции, выбранной для n-ной передающей антенны (как определено контроллером 130, управляющим модуляцией) и M _n=2^q. Описание последующей обработки в блоке IFFT 224 и генераторе циклического префикса 226 приведено выше.

Возможны другие конструктивные варианты осуществления передающего устройства в пределах объема настоящего изобретения. Например, кодирование и модуляцию можно раздельно выполнять для каждой подгруппы передающих антенн, каждого передающего канала или каждой группы передающих каналов. Варианты исполнения кодирующих устройств 212, канальных блоков 214 перемежения, блоков 222 отображения символов, блоков IFFT 224 и генераторов 226 циклического префикса достаточно известны специалистам в данной области техники и поэтому не рассмотрены подробнее в настоящем описании.

Более подробное описание схем кодирования и модуляции для систем MIMO с использованием и без использования OFDM содержатся в патентных заявках США №09/826481 и №09/956449 на "Способ и устройство для использования информации состояния канала в системе беспроводной связи" соответственно от 23 марта 2001 г. и 18 сентября 2001 г.; в патентной заявке США №09/854235 на "Способ и устройство для обработки данных в системе связи с множеством входов и множеством выходов с использованием информации состояния канала" от 11 мая 2001 г.; в патентной заявке США №09/776075 на "Схему кодирования для системы беспроводной связи" от 1 февраля 2001 г.; и патентной заявке США №09/993087 на "Систему связи множественного доступа с множеством входов и множеством выходов" от 6 ноября 2001 г. Все перечисленные заявки переуступлены владельцу прав на настоящее изобретение и включены в настоящее описание посредством ссылки. Кроме того, можно применить другие схемы кодирования и модуляции, которые также не выходят за пределы объема настоящего изобретения.

Описание примера системы OFDM содержится в патентной заявке США №09/532492 на "Высокоэффективную систему связи, использующую модуляцию множества несущих" от 30 марта 2000 г., переуступленной владельцу прав на настоящее изобретение и включенной в настоящее описание посредством ссылки. Кроме того, описание способа модуляции OFDM приведено в статье John A.C. Bingham, "Multicarrier Modulation for Data Transmission: An Idea Whose Time Has Come", IEEE Communications Magazine, May 1990, которая включена в настоящее описание посредством ссылки.

Для кодирования данных перед передачей можно использовать кодирующие устройства разных типов. Например, кодирующее устройство может реализовать кодирование любым из следующих кодов, а именно (1) последовательным каскадным сверточным кодом (SCCC), (2) параллельным каскадным сверточным кодом (PCCC), (3) простым сверточным кодом, (4) каскадным кодом, составленным из блочного кода и сверточного кода, и т.д. Каскадные сверточные коды называют также турбокодами.

Вышеописанные методы обработки сигналов обеспечивают передачу речевой информации, видеоинформации, пакетных данных и других видов информации в одном направлении. Двунаправленная система связи обеспечивает двухстороннюю передачу данных и функционирует аналогичным способом.

На фиг.3 приведена блок-схема 300 системы связи, содержащей предварительный кодер. На фиг.3 a_k обозначает комплексный модуляционный символ 304 из группы сигналов с квадратурной амплитудной модуляцией (QAM), где k является временным индексом. Рассматривается квадратная группа сигналов QAM, которую можно считать прямым произведением двух групп сигналов с амплитудно-импульсной модуляцией (PAM), с M элементами в каждой группе, а именно (-(M-1), -(M-2), ..., (M-3), -(M-1)). Комплексный модуляционный символ 304 служит входным символом для предварительного кодирующего устройства 308. Функция предварительного кодирующего устройства 312 определяется следующим выражением:

X _k=a_k-[X_k-1h _-1+X_k-2h_-2+...+X _k-Lh_-L] по модулю 2M, (1)

которое можно переписать отдельно для действительной и мнимой составляющих,

X_k=a_k+2M(l _k+jm_k)-[X_k-1 h_-1+X_k-2h _-2+...+X_k-Lh_-L ], (2)

где l_k и m _k являются целыми числами, для которых действительная и мнимая составляющие X_k находятся в пределах +/- M, то есть -MRe[X_k], Im[X _k]M.

В соответствии с вышеизложенным, функция предварительного кодирующего устройства является функцией текущего символа (a _k) минус произведение предыдущих выходов предварительного кодирующего устройства (X_k-1, и т.д.) на предыдущие импульсные отклики канала (h_-1 , и т.д.).

Затем выходной результат 312 подается в блок комбинированной передаточной функции 316. Как видно из фиг.4 (описание к фиг.4 смотри ниже), H(z) на фиг.3 обозначает комбинированную передаточную функцию 316 фильтра на передающей стороне, многолучевого канала, фильтра на принимающей стороне и относящегося к корректору фильтра с прямой связью. В предположении, что комбинированный импульсный отклик ограничен L+1 символами, функция H(z) определяется выражением

H(z)=1+h_-1z ^-1+h_-2z^-1+...++h _-Lz^-L] (3)

Выходной результат блока комбинированной передаточной функции 316 обозначен Y _k (или 320). Следовательно, уравнение (2) дает

a _k+2M(l_k+jm_k )=X_k+X_k-1h _-1+X_k-2h_-2+...+X _k-Lh_-L=Y_k (4)

N_k обозначает комплексный вносимый белый шум с гауссовым распределением (AWGN) 324 со спектральной плотностью мощности N₀/2. Когда к комбинированной передаточной функции 320 подмешивают вносимый белый шум с гауссовым распределением, то получают функцию Z_k (328), определяемую выражением

Z_k =Y_k+N_k=a _k+2M(l_k+jm_k )+N_k (5)

и

W _k=Z_k mod 2M (6)

где функция MOD 2M 332 означает ограничение энергии передаваемого сигнала ближе к энергии непредвиденной сигнальной группы, а W _k (336) обозначает статистику решений.

В соответствии с вышеизложенным, применение предварительного кодирования приводит к расширению исходной сигнальной группы. Это означает, что, если a_k представляет собой сигнальный элемент в исходной группе сигналов QAM, то a_k+2M(l _k+jm_k) также является достоверным сигнальным элементом в расширенной сигнальной группе, где l _k и jm_k являются целыми числами. По существу, операция ограничения по модулю (modulo 2M) в приемнике свертывает расширенную сигнальную группу обратно в исходную сигнальную группу.

Характеристики предварительного кодирования несколько хуже, чем характеристики идеального корректора типа DFE, по меньшей мере, по следующим причинам: сигнал после предварительного кодирования больше не является дискретным, а становится равномерно распределенным в интервале между [-M, M], что приводит к несколько большей передаваемой энергии при том же минимальном расстоянии между двумя сигнальными элементами. Данный эффект известен как потери при предварительном кодировании, величина которых определяется выражением

Данные потери становятся ничтожными для большой сигнальной группы. Кроме того, характеристики предварительного кодирования несколько хуже, чем характеристики идеального корректора типа DFE, поскольку предварительное кодирование приводит к расширению исходной сигнальной группы, среднее число ближайших соседних элементов возрастает, что ведет к росту частоты ошибок. Тем не менее, предварительное кодирование является весьма мощным, простым и удобным средством достижения уровня характеристик идеального DFE.

Блок-схема системы связи 400, использующей турбокодирование и предварительное кодирование, показана на фиг.4. Передаваемый блок двоичных данных 404 кодируется турбокодирующим устройством 408, которое формирует последовательность кодовых битов 412. Турбокод может быть параллельным или последовательным каскадным кодом. Кроме того, можно использовать "прокалывание" (удаление элементов) кода для формирования любой кодовой скорости. После турбокодирования последовательность кодовых битов 412 подается в блок 416 отображения, где биты группируются (2log ₂M) и отображаются в элемент в группе сигналов с модуляцией вида M²-QAM. В варианте осуществления применяют коды Грея. На выходе блока 416 отображения формируется последовательность комплексных модуляционных символов 420. Последовательность комплексных модуляционных символов 420 подается в предварительное кодирующее устройство 424. Функционирование предварительного кодирующего устройства рассмотрено в описании применительно к фиг.3.

На выходе предварительного кодирующего устройства также формируется комплексная величина 428. В соответствии с вариантом осуществления, комплексный сигнал 428 содержит действительную и мнимую составляющие, равномерно распределенные в интервале между -M и+M, где M означает число сигнальных элементов в составляющей группе сигналов с амплитудно-импульсной модуляцией (PAM). Затем выходной сигнал 428 предварительного кодирующего устройства подается в формирующий импульсы фильтр 432 на передающей стороне системы. Фильтр 436 на приемной стороне является дополнительным формирующим импульсы фильтром в приемнике. Фильтром 432 на передающей стороне и фильтром 436 на приемной стороне могут быть такие фильтры Найквиста, использующие алгоритм вычисления квадратного корня, которые обеспечивают комбинированный отклик вида импульса Найквиста.

Передающий канал 440 локальной радиосети можно смоделировать как независимый релеевский канал с замиранием вследствие многолучевого распространения, в который привносится аддитивный белый шум с гауссовым распределением (AWGN) 444. Фильтр 448 с прямой связью является секцией прямой связи канального корректора и функционально может быть дробно-интервальным. Фильтр 436 на приемной стороне в сочетании с фильтром с прямой связью можно рассматривать как эквивалент комбинированного канального согласованного фильтра с отбеливающим шумы фильтром. Если известны параметры фильтров на передающей и приемной сторонах системы и импульсный отклик канала, то коэффициенты фильтра с прямой связью и предварительного кодирующего устройства можно вычислить с использованием критерия минимальной среднеквадратической ошибки (MMSE).

Z_n обозначает выходной сигнал 452 фильтра с прямой связью, который подается в вычислитель 456 метрики LLR (n является индексом времени). Функцию вычислителя 456 метрики LLR может выполнять микропроцессор, программное обеспечение, микрокод, исполняемый в микропроцессоре, встроенном в специализированную интегральную схему (ASIC), или какое-либо иное средство. Выходные данные 460 вычислителя 456 метрики LLR указывают вероятность того, что конкретный бит имеет конкретное значение, и подаются в каскадное сверточное кодирующее устройство 464, например турбокодирующее устройство, которое выдает декодированные данные 468. Выходной сигнал фильтра 448 с прямой связью определяется выражением

Z_n=A_n+jB _n=a_n+2M(l_n+jm _n)+N'_n, (7)

где a _n является соответствующим переданным символом сигнала QAM, а N'_n является комплексным отсчетом вносимого белого шума с гауссовым распределением (AWGN). Z _n является полученным гибким решением для переданного символа a_n.

Вычислитель 456 метрики LLR вычисляет значения LLR у 2log₂M битов для каждого полученного гибкого символа сигнала QAM. Вследствие симметрии произведения квадратной группы сигналов QAM на отображение кодом Грея, значение LLR конкретного кодового бита зависит от A _n (действительная составляющая) или B_n (мнимая составляющая) и от соответствующих одномерных элементов сигнала PAM. Другими словами, в целях вычисления значений LLR, можно считать, что принятый сигнал QAM состоит из двух независимых сигналов PAM. Следовательно, значение LLR для данного кодового бита b_k (k является индексом бита в группе log₂M битов или обозначением сигнала PAM; 0k<log₂M), соответствующего принятому сигналу A_n, в предположении равновероятных модуляционных символов определяется выражением

где и обозначают подмножества сигнальных элементов для сигнала с многоуровневой амплитудно-импульсной модуляцией (сигнала M-PAM), для которых соответственно b_k=0 и b _k=1. Ранее указано, что вследствие предварительного кодирования, полученные гибкие решения A_n и B _n принадлежат к расширенной группе сигналов PAM. Следовательно, значение LLR находят определением вероятности того, что A _n принято при условии, что s передано. Как видно из последней части уравнения (8), вычисление значения LLR может включать влияние коэффициентов шумов ².

Выполнение операции Mod 2M на A_n и B_n свертывает принятый сигнальный элемент в исходную группу, что выгодно, когда по A_n и B_n следует получить жесткое решение. Однако, если применяется канальное кодирование, которое использует гибкое решение, чтобы вычислить значение битового LLR для турбокодов (или разрядную метрику ветвления для декодирования по алгоритму Витерби сверточных кодов при принятии гибкого решения), то свертывание принятой группы перед вычислением битового LLR или метрики ветвления приводит к существенному ухудшению характеристик декодера. Примером тому является фиг.5.

На фиг.5 показана принятая группа сигналов по модулю и расширенная сигнальная группа. Рамка 504 представляет (нерасширенную) сигнальную группу по модулю, содержащую элементы -3, -1, 1 и 3, что соответствует кодам Грея (для битов b₀ и b ₁) соответственно 11, 10, 00 и 01. Если, как показано, принят элемент 508 (находящийся непосредственно за "4") и выполнена операция по модулю 2M, то элемент 508 преобразуется в элемент 512 (находящийся непосредственно перед -4). В нерасширенной группе оценивается вероятность того, что элемент 512 равен 0 или 1. Вероятность того, что бит b₀ равен "1" очень высока, поскольку только ближайшее значение для бита b₀ равно "1" (с вероятностью около 95%). Однако, если рассматривать расширенную сигнальную группу, то оценивается также вероятность того, что элемент 508 равен 0 или 1. Поскольку элемент 508 немного ближе к "11", чем к "01", то вероятность того, что бит b ₀ равен "1" намного ниже (вероятность около 55%). Следовательно, использование расширенной сигнальной группы перед вычислением значения LLR и без использования операции по модулю 2M обеспечивает существенно более точное определение вероятности для данного бита.

Таким образом, когда присутствует предварительное устройство кодирования, для вычисления значения битового LLR или метрики ветвления применяется модификация с исключением операции по модулю и вычислением значения битового LLR на расширенной сигнальной группе. Другими словами, множества и расширяют добавлением 2M_i к каждому элементу в исходном наборе, где i является целым числом. Далее значение LLR определяется с использованием расширенного набора. Диапазон возможных значений i, которые необходимо учитывать из множества канальных реализаций, является предварительно заданным. Моделированием установлено, что обычно достаточно использовать множество канальных реализаций, при котором i=-2, -1, 0, 1, 2, однако предполагается, что можно использовать любое значение i. В предположении достаточности вышеприведенного диапазона i кардинальное число расширенных сигнальных наборов и в четыре раза больше, чем у исходного набора. В результате существенно возрастает сложность вычисления значения LLR. Однако упомянутую сложность можно резко уменьшить, если при вычислении значения LLR или метрики рассматривать только те элементы, которые находятся в пределах ± M от принятого элемента.

На фиг.6 приведена схема 600 последовательности операций способа для определения значения LLR. На этапе 604 принимают множество демодулированных сигнальных элементов. Демодулированные сигнальные элементы содержат совокупность кодированных битов и шум. На этапе 608 определяют первое подмножество сигнальных элементов и второе подмножество сигнальных элементов. Затем, на этапе 612 определяют вероятность того, что данный бит принят, при условии, что принято конкретное гибкое решение. Принятое гибкое решение принадлежит к расширенной сигнальной группе. Поэтому, как следует из уравнения (8), значение LLR на этапе 616 определяется как логарифм отношения суммы вероятностей того, что принятый бит равен "1" или "0".

Разнесение антенн, например, аналогично тому, как это имеет место в системе с многоканальным входом и многоканальным выходом (MIMO), и является эффективным схемным решением повышения качества передачи данных по каналу с замираниями. Вышеописанный способ предварительного кодирования в сочетании с определением значения LLR с использованием расширенной битовой группы также полезен для систем связи, в которых используют разнос нескольких приемных антенн для разнесенного приема с суммированием или с выбором.

Итак, приведено описание нового и усовершенствованного способа и устройства для определения значения LLR в сочетании с предварительным кодирующим устройством. Для специалистов в данной области техники очевидно, что информация и сигналы могут быть представлены с использованием любой из множества разнообразных технологий и технических средств. Например, данные, инструкции, команды, информация, сигналы, биты, символы и элементарные сигналы, которые упоминаются в вышеприведенном описании, могут быть представлены напряжениями, токами, электромагнитными волнами, магнитными полями или частицами, оптическими полями или частицами или любой комбинацией перечисленных объектов.

Для специалистов в данной области техники очевидно также, что различные использованные для иллюстрации логические блоки, модули, схемы и алгоритмические этапы, описания которых даны в связи с приведенными в описании вариантами осуществления настоящего изобретения, могут быть осуществлены в виде электронной аппаратуры, компьютерного программного обеспечения или их комбинаций. Чтобы понятнее продемонстрировать взаимозаменяемость аппаратных и программных средств, вышеприведенные описания различных использованных для иллюстрации компонентов, блоков, модулей, схем и этапов являются обобщенными на уровне исполняемых ими функций. Будут ли данные функции реализованы в аппаратуре или программном обеспечении, зависит от конкретного применения и конструктивных ограничений, налагаемых на систему в целом. Технические специалисты могут осуществить выполнение вышеописанных функций разными способами в каждом конкретном случае применения, однако данные варианты осуществления нельзя рассматривать как выход за пределы объема настоящего изобретения.

Различные использованные для иллюстрации логические блоки, модули и схемы, описания которых даны в связи с приведенными в описании вариантами осуществления настоящего изобретения, могут быть осуществлены или выполнены с использованием универсального процессора, цифрового процессора сигналов (DSP), специализированной интегральной схемы (ASIC), программируемой пользователем вентильной матрицы (FPGA) или другого программируемого логического устройства, логического элемента ИС с низкой степенью интеграции или транзисторной логики, дискретных аппаратных компонентов или любой комбинации перечисленных элементов, предназначенной выполнять вышеописанные функции. Универсальный процессор может быть микропроцессором, или же процессор может быть любым обычным процессором, контроллером, микроконтроллером или конечным автоматом. Процессор может быть также выполнен в виде комбинации вычислительных устройств, например комбинации цифрового процессора сигналов (DSP) и микропроцессора, совокупности микропроцессоров, по меньшей мере, одного микропроцессора в сочетании с базовым цифровым процессором сигналов (DSP), или в виде любой другой аналогичной конфигурации.

Этапы способа или алгоритма, описания которых даны в связи с приведенными в описании вариантами осуществления настоящего изобретения, могут встраиваться непосредственно в аппаратные средства, в программный модуль, исполняемый процессором или в сочетание аппаратно-программных средств. Программный модуль может постоянно храниться в запоминающем устройстве с произвольным доступом (RAM), флэш-памяти, постоянном запоминающем устройстве (ROM), стираемой программируемой постоянной памяти (EPROM) или электрически стираемой программируемой постоянной памяти (EEPROM), регистрах, на жестком диске, съемном диске, оптическом диске (CD-ROM) или любом другом носителе информации, известном в данной области техники. Процессор и соответствующий носитель информации могут входить в состав специализированной интегральной схемы (ASIC). Схема ASIC может входить в состав абонентского устройства или в какую-либо часть инфраструктуры системы радиосвязи. В другом варианте исполнения процессор и носитель информации могут быть составной частью дискретных компонентов в составе абонентского терминала.

Вышеприведенное описание некоторых вариантов осуществления изобретения имеет целью дать любому специалисту в данной области техники возможность осуществить или использовать настоящее изобретение. Специалистам в данной области техники очевидны возможности внесения различных изменений в вышеприведенные варианты осуществления, при этом вышеизложенные общие принципы могут применяться к другим вариантам осуществления без выхода за пределы сущности или объема настоящего изобретения. Следовательно, настоящее изобретение не ограничено вышеописанными вариантами осуществления, а соответствует самому широкому объему, определяемому изложенными в настоящем описании принципами и новыми признаками.