способ передачи оптических мультиплексированных по поляризации сигналов

Формула изобретения

1. Способ передачи оптических мультиплекслированных по поляризации сигналов (PMS), при котором на передающей стороне, по меньшей мере, один первый двоичный сигнал (А, В) преобразуют в первый оптический многофазный сигнал (QPS1), и, по меньшей мере, один второй двоичный сигнал (D, С) преобразуют во второй ортогонально к нему поляризованный оптический многофазный сигнал (QPS2), после чего ортогонально поляризованные оптические многофазные сигналы (QPS1, QPS2) объединяют в мультиплексированный по поляризации сигнал (PMS) и затем передают, отличающийся тем, что на приемной стороне мультиплексированный по поляризации сигнал (PMS) разделяют на две ортогонально поляризованные сигнальные составляющие (PS1, PS2), каждую ортогонально поляризованную сигнальную составляющую (PS1, PS2) линейно преобразуют в комплексный сигнал (I ₁+jQ₁; I₂+jQ ₂), комплексные сигналы (I₁+jQ ₁; I₂+jQ₂) подают на многомерный фильтр (16), коэффициенты (С _ii) которого управляются таким образом, что на выходы фильтра независимо от поляризации принимаемого мультиплексированного по поляризации сигнала (PMS) выдаются восстановленные сигналы (I₁₁+jQ₁₁; I ₁₂+jQ₁₂), которые соответствуют ортогонально поляризованным оптическим многофазным сигналам (QPS1, QPS2), и каждый восстановленный сигнал (I₁₁+jQ ₁₁; I₁₂+jQ₁₂ ) демодулируют и преобразуют в двоичный сигнал (А _Е, B_E, С_Е, D_E) приемной стороны.

2. Способ по п.1, отличающийся тем, что на стороне передачи двоичные сигналы (А, В; С, D) преобразуют в оптические многофазные сигналы (QPS1, QPS2), имеющие четыре состояния.

3. Способ по п.1 или 2, отличающийся тем, что на стороне передачи соответствующие два двоичных сигнала (А, В; С, D) посредством четырехуровневой дифференциальной фазовой модуляции преобразуют в оптические многофазные сигналы (QPS1, QPS2), имеющие четыре состояния.

4. Способ по п.1 или 2, отличающийся тем, что на стороне передачи сигнал данных (DS) повышенной скорости передачи данных посредством последовательно-параллельного преобразования преобразуют во множество двоичных сигналов (А, В, С, D).

5. Способ по п.1 или 2, отличающийся тем, что оптические многофазные сигналы (QPS1, QPS2) передают синхронно по фазе.

6. Способ по п.1, отличающийся тем, что на стороне приема каждую из ортогонально поляризованных сигнальных составляющих (PS1, PS2) линейно преобразуют в ортогональные компоненты (I ₁, Q₁; I₂, Q₂), эти ортогональные компоненты (I ₁, Q₁; I₂, Q₂), подают на управляемый многомерный фильтр (16), который из этих ортогональных компонентов (I ₁, Q₁; I₁, Q₁), получает восстановленные сигналы (I ₁₁+jQ₁; I₁₂ +jQ₁₂) в форме восстановленных сигнальных компонентов (I₁₁, Q₁₁ ; I₂₁, Q₂₁).

7. Способ по п.6, отличающийся тем, что на стороне приема каждую из ортогонально поляризованных сигнальных составляющих (PS1, PS2) линейно преобразуют в ортогональные компоненты (I ₁, Q₁; I₂, Q₂) полосы модулирующих сигналов.

8. Способ по п.6 или 7, отличающийся тем, что каждую из ортогонально поляризованных сигнальных составляющих (PS1, PS2) линейно преобразуют в ортогональные компоненты (I₁, Q ₁; I₂, Q₂) электрического сигнала (I₁+jQ ₁; I₂,+jQ₂).

9. Способ по п.6 или 7, отличающийся тем, что при четырехфазной модуляции или при четырехуровневой дифференциальной фазовой модуляции демодулируют восстановленные сигналы (I₁₁ +jQ₁₁; I₂₁+jQ ₂₁) или их сигнальные компоненты (I₁₁ , Q₁₁; I₂₁, Q ₂₁) и формируют демодулированные сигнальные компоненты (I₁₂, Q₁₂; I ₂₂, Q₂₂) и демодулированные сигнальные компоненты (I₁₂, Q₁₂ ; I₂₂, Q₂₂) посредством решений пороговой обработки преобразуют в двоичные сигналы (А _Е, B_E, С_Е, D_E) приемной стороны.

10. Способ по п.6 или 7, отличающийся тем, что при четырехуровневой дифференциальной фазовой модуляции на стороне приема осуществляют демодуляцию путем векторного перемножения следующих друг за другом восстановленных значений сигналов (I₁₁+jQ ₁₁; I₂₁+jQ₂₁ ) или их сигнальных компонентов (I₁₁, Q ₁₁; I₂₁, Q₂₁ ), демодулированные значения сигналов (I₁₂ +JQ₁₂; I₂₂+jQ ₂₂) поворачивают на 45° или кратное этого значения, и соответствующие сигнальные компоненты (I₁₂ , Q₁₂; I₂₂, Q ₂₂) посредством решений пороговой обработки преобразуют в двоичные сигналы (А_Е, B _E, С_Е, D_E) приемной стороны.

11. Способ по по п.6, отличающийся тем, что определяют качество сигналов и компенсируют искажения восстановленных сигналов (I₁₁+jQ₁₁ ; I₂₁+jQ₂₁) посредством установки коэффициентов (С_ii) фильтра.

12. Способ по п.11, отличающийся тем, что определяют ошибки (е₁₁₁ и e_Q11,...) восстановленных сигналов (I₁₁+jQ ₁₁,...) и минимизируют их посредством установки коэффициентов (С_ii) многомерного фильтра (16).

13. Способ по п.11, отличающийся тем, что определяют ошибки и (e_i12 и e_Q12,...) демодулированных сигналов (I₁₂+jQ ₁₂,...) и минимизируют их посредством установки коэффициентов (С_ii) многомерного фильтра (16).

14. Способ по п.6, отличающийся тем, что ортогональные компоненты (I₁, Q₁; I ₂, Q₂) сигнальных составляющих (PS1, PS2) в цифровом виде обрабатывают в управляемом цифровом фильтре (D16) для получения восстановленных сигналов (I ₁₁+jQ₁₁; I₁₂ +jQ₁₂).

15. Способ по п.6, отличающийся тем, что ортогональные компоненты (I₁, Q₁; I₂, Q ₂) сигнальных составляющих (PS1, РS2) в виде оптических сигналов обрабатывают в управляемом оптическом фильтре (016) для получения оптических восстановленных сигналов (I ₁₁+jQ₁₁; I₂₁ +jQ₂₁).

Описание изобретения к патенту

Изобретение относится к способу передачи оптических мультиплексированных по поляризации сигналов согласно родовому понятию пункта 1 формулы изобретения.

В системах с мультиплексированием по длинам волн в настоящее время обычными являются скорости передачи информации 10 Гбит/с на канал. Уже разработаны и реализованы в качестве образцов системы со скоростями 40 Гбит/с, хотя и с очень высокими техническими затратами. К тому же особые проблемы вызывают искажения передаваемых сигналов, такие как дисперсия мод поляризации (ДМП) и хроматическая дисперсия. Для их компенсации применяются элементы регулирования поляризации и оптические компенсационные устройства.

В системах передачи информации известно множество способов модуляции и кодирования, и исследовались самые различные возможности для создания способов, которые приведут к заметному улучшению свойств передачи в оптических системах.

В документе "telcom report" 1/88, страницы 22-25, описана система направленной радиосвязи, которая с помощью соответствующих антенн передает ортогонально поляризованные сигналы. Несовершенство технической реализации устройств, в частности неточно ориентированные антенны и наличие отражений, обуславливают помехи на кроссполяризации, в случае которых один сигнал оказывает помеховое влияние на другой, являющийся ортогональным, сигнал. На стороне приема поляризованные сигналы раздельно принимаются отдельными антеннами. Для устранения помех на кроссполяризации предусмотрены адаптивные корректоры временной области. Основная идея компенсации деполяризации состоит в том, чтобы получить компенсационный сигнал и ввести его в соответствующий основной сигнал. Смещение по частоте не должно возникать, и сдвиги во времени между сигналами должны компенсироваться. Возникающее при направленной радиосвязи изменение поляризации, по сравнению с оптической передачей по оптическому волокну, является незначительным. Здесь могут возникать любые поляризации.

В выложенной заявке DE 101 56 244 А1 описаны устройство и способ передачи мультиплексированных по поляризации сигналов. На стороне передачи между ортогонально поляризованными передаваемыми сигналами вводится дифференциальная фазовая модуляция. Она служит для регулирования общего трансформатора поляризации или отдельного для каждого канала передачи трансформатора поляризации посредством оценки интерференции. Тем самым скорость регулирования должна максимизироваться при минимальных затратах. Трансформатор поляризации может быть выполнен с возможностью компенсации. Для этого с помощью кристалла с двойным лучепреломлением и с применением различных управляющих напряжений участок передачи формируется «инверсным» образом, так что дисперсия мод поляризации компенсируется. Меры, принимаемые на стороне передачи, по причинам прозрачности, часто являются нежелательными, вследствие чего быстродействующая и надежная регулировка ДМП в оптическом диапазоне по-прежнему требует высоких затрат.

Задачей изобретения является обеспечить при оптической передаче данных повышение пропускной способности передачи, без повышенных требований к ширине полосы для оптических и электронных компонентов системы, и дополнительно снизить затраты.

Эта задача решается способом оптической передачи данных согласно пункту 1 формулы изобретения.

Предпочтительные варианты осуществления представлены в зависимых пунктах формулы изобретения.

В частности, комбинация четырехуровневой многофазной модуляции и передачи с мультиплексированием по поляризации, при одинаковой ширине полосы и несущественно увеличенном требуемом отношении сигнал/помеха, обеспечивает четырехкратное увеличение скорости передачи данных. Предусматривается передача двух ортогонально друг другу поляризованных многофазных сигналов, за счет чего обеспечивается минимальное взаимное влияние. За счет синхронной передачи ортогональных многофазных сигналов дополнительно минимизируется взаимное влияние. Чувствительность к ДМП и хроматической дисперсии, по сравнению с известными системами с более низкими скоростями передачи информации, остается той же или увеличивается лишь незначительно.

При этом для компенсации помеховых влияний практически действуют требования, предъявляемые к обычным системам со скоростью передачи информации, уменьшенной в четыре раза.

Особенно предпочтительным оказалось применение четырехуровневой дифференциальной фазовой модуляции, при которой не требуется когерентная демодуляция, реализуемая с высокими затратами.

Разумеется, система может также использоваться для того, чтобы несколько сигналов данных передавать параллельно с меньшими скоростями. При одинаковой скорости передачи данных предпочтительна синхронная передача, так как поляризованные сигналы оказывают взаимное влияние в минимальной степени.

Существенное преимущество изобретения обеспечивается специальным выполнением способа на стороне приема или в приемнике. При этом больше не требуется регулятор поляризации. Важным компонентом приемника становится теперь многомерный фильтр, который устраняет необходимость в регуляторе поляризации и дополнительно обеспечивает возможность компенсации искажений сигнала.

В многомерном электрическом фильтре преобразование ортогонально поляризованных сигнальных составляющих в комплексные сигналы должно осуществляться линейным образом. Таким образом, может также осуществляться коррекция ДМП и хроматической дисперсии в электрической плоскости.

При применении дифференциальной многофазной модуляции не требуется когерентная демодуляция. Предпочтительное выполнение демодуляторов обеспечивает возможность параллельной выдачи битов данных.

В зависимости от располагаемой схемотехники, существенные компоненты приемника, включая многомерный фильтр и демодуляторы, могут выполняться в цифровой форме.

Управление для установления коэффициентов фильтра уже в настоящее время выполняется в цифровой форме.

Примеры осуществления изобретения поясняются ниже со ссылками на чертежи, на которых представлено следующее:

Фиг. 1 - передающая часть системы передачи, реализующей изобретение,

Фиг. 2 - соответствующая изобретению приемная часть,

Фиг. 3 - диаграмма, поясняющая функционирование приемной части,

Фиг. 4 - принципиальная схема оптоэлектронного преобразователя,

Фиг. 5 - принципиальная схема комплексного фильтра для пояснения функционирования,

Фиг. 6 - принципиальная схема четырехмерного фильтра,

Фиг. 7 - принципиальная схема демодулятора,

Фиг. 8 - диаграмма для пояснения функционирования,

Фиг. 9 - принципиальная схема демодулятора, обрабатывающего сигнальные составляющие,

Фиг. 10 - первое устройство для определения коэффициентов фильтра,

Фиг. 11 - второе устройство для определения коэффициентов фильтра,

Фиг. 12 - приемная часть, выполненная в основном в цифровой форме.

На фиг. 1 представлена передающая часть системы передачи для реализации способа, соответствующего изобретению.

Сигнал DS данных преобразуется в последовательно-параллельном преобразователе 1 в четыре параллельных двоичных сигнала А, В, С и D. Также могут передаваться четыре синхронных потока данных. Соответственно два потока данных А, В и С, D подаются на предварительный кодер 2 и соответственно 3 дифференциальной квадратурной фазовой манипуляции (DQPSK-кодер). Этот кодер учитывает предыдущую и текущую пару битов и преобразует разность между парами битов в четыре возможных изменения фазы 0, 90, 180 и 270°. Модуляторы 4 и 5 иллюстрируют только возможные варианты осуществления. В каждом модуляторе активируется его верхняя ветвь, в которой генерируется значение фазы 0 или 180°, а нижняя ветвь, посредством которой устанавливается значение фазы 90 или 270°, активируется для формирования многофазного сигнала E (QDPSK-сигнала). Результатом являются значения фазы 45°, 135°, 225° и 315°. Соответственно обрабатываются потоки данных С и D, которые в нижнем модуляторе 5 преобразуются в QDPSK-сигнал F. Два регулятора 7 и 8 поляризации обеспечивают то, что выходной сигнал QPS1 модулятора 4 (по меньшей мере, приближенно) поляризован ортогонально выходному сигналу QPS2 другого модулятора 5. Поляризованные таким образом многофазные сигналы QPS1 и QPS2 в поляризационном сумматоре 9 лучей объединяются в мультиплексированный по поляризации сигнал PMS, который передается через передающее оптическое волокно 10.

На фиг. 2 представлена принципиальная схема приемной части для реализации соответствующего изобретению способа.

Сначала будет кратко описан принцип функционирования приемной части в целом. Затем более подробно будут описаны отдельные элементы, в той мере, в какой это требуется.

Принятый мультиплексированный по поляризации сигнал PMS подается на делитель 11 поляризации, который разделяет принятый сигнал на две ортогонально поляризованные сигнальные составляющие PS1 и PS2. Первая поляризованная сигнальная составляющая PS1 подается на первый оптоэлектронный преобразователь 14; вторая поляризованная сигнальная составляющая PS2 подается на идентично выполненный второй оптоэлектронный преобразователь 15.

Поляризованные сигнальные составляющие PS1 и PS2 преобразуются соответственно в ортогональные компоненты I₁ , Q₁ или I₂, Q ₂ и подаются на многомерный фильтр 16. Этот фильтр объединяет части поляризованных компонентов вновь в восстановленные сигналы I₁₁+jQ₁₁ или I ₂₁+jQ₂₁, которые соответствуют оптическим сигналам QPS1; QPS2. Восстановленные сигналы I ₁₁+jQ₁₁ и соответственно I ₂₁+jQ₂₁ демодулируются с использованием их ортогональных сигнальных составляющих I₁₁ и Q₁₁ или I₂₁ и Q₂₁ в демодуляторах 17 и 18, и в решающих блоках 19-22 преобразуются обратно в двоичные сигналы А _Е, В_Е, С_Е и D_E приемной стороны. Блок 23 управления управляет фильтром 16 и выработкой тактовых сигналов, требуемых на приемной стороне.

При разделении принятого мультиплексированного по поляризации сигнала PMS в соответствии с фиг. 2 не предусматривается никакого регулятора поляризации. Но таким образом, поляризация на входе поляризационного делителя 11 является любой, и первая поляризованная сигнальная составляющая PS1 только в очень редком особом случае совпадет с первым многофазным сигналом QPS1, при котором также вторая поляризованная сигнальная составляющая PS2 совпадает со вторым многофазным сигналом QPS2. Чаще всего сигнальные составляющие PS1 и PS2 будут содержать части обоих многофазных сигналов QPS1 и QPS2, которые затем подаются как на верхний оптоэлектронный преобразователь 14, так и на нижний оптоэлектронный преобразователь 15.

В принципе, на приемной стороне могут обрабатываться оптические или электрические сигналы. Также после этих преобразований может осуществляться преобразование в цифровую форму и цифровая обработка.

Диаграмма, представленная на фиг. 3, в левой части показывает сигналы на входе и на выходах поляризационного делителя 11. Плоскости поляризации обозначены как s = вертикальная и w = горизонтальная. На входе поляризационного делителя при любой поляризации приложен мультиплексированный по поляризации сигнал PMS со своими обоими ортогонально поляризованными многофазными сигналами QPS1 и QPS2. Каждый сигнал QPS1 и QPS2 делится посредством поляризационного делителя 11 соответственно на первую «вертикальную» сигнальную составляющую PS1₁ и на вторую «горизонтальную» сигнальную составляющую QS1₁ , или соответственно, PS1₂ и QS1 ₂. Вертикальные составляющие образуют поляризованную сигнальную составляющую PS1, а горизонтальные составляющие - поляризованную составляющую PS2. Каждая сигнальная составляющая также содержит части обоих многофазных сигналов QPS1 и QPS2. «Вертикально» поляризованная сигнальная составляющая PS1 приложена к входу верхнего оптоэлектронного преобразователя 14, а горизонтально поляризованная сигнальная составляющая PS2 приложена к входу нижнего оптоэлектронного преобразователя 15 (фиг. 2).

Принципиальная функция этого оптоэлектронного (о/е) преобразователя состоит в том, чтобы преобразовывать поляризованные сигнальные составляющие линейным образом в комплексный электрический сигнал. Реализованные преобразователи выдают соответственно две ортогональные составляющие I₁ и Q ₁, соответственно I₂ и Q ₂ (Q - мнимая часть при комплексном представлении). Ортогональные составляющие могут более просто обрабатываться далее. «Комплексный» выходной сигнал I₁+jQ₁ оптоэлектронного преобразователя 14 представлен в правой части фиг. 3 (r - действительная ось, j - мнимая ось).

Одновременно с преобразованием в электрический сигнал предпочтительным образом осуществляется преобразование в базовую полосу сигнала, модулирующего несущую. Иными словами, оптический сигнал преобразуется линейным образом из оптического диапазона в комплексную плоскость базовой полосы; осуществляемая затем обработка электрического сигнала эквивалентна обработке оптического сигнала. Для обработки применяется сигнал L _E генератора несущей частоты приемной стороны (лазера).

На фиг. 4 представлен пример оптоэлектронного преобразователя 14, 15. На каждый преобразователь для осуществления оптоэлектронного преобразования, помимо поляризованной сигнальной составляющей PS1 или PS2, соответственно, подается еще одинаково поляризованный сигнал несущей частоты приемной стороны L _ES или соответственно L _EW, который в этом примере выполнения имеет, по меньшей мере приближенно, частоту сигнала несущей L ₀. Каждый преобразователь содержит делитель 35, 36 для разделения входных сигналов, фазовращающий элемент 26, два сумматора 27, 28, фотодиоды 29, 30 и фильтры нижних частот (ФНЧ) 31, 32.

В случае верхнего преобразователя 14, в качестве входного сигнала через делитель на оба сумматора 27 и 28 подается поляризованная сигнальная составляющая PS1. Лазерный сигнал L _ES также делится на два частичных сигнала, из которых один непосредственно суммируется с сигналом PS1 в первом сумматоре 27. В отличие от этого, во втором сумматоре 28 происходит суммирование с сигналом L _ES90 со сдвигом фазы на 90°. Суммарные сигналы посредством фотодиодов соответственно преобразуются в электрические сигналы, что соответствует возведению в квадрат согласно формуле (1):

Сигналы S1 и L _ES или соответственно L _ES90 в их обобщенной форме определяются следующими уравнениями:

Первый и второй члены раскрытой суммы по формуле (1) содержат высокочастотные колебания, которые удаляются с помощью ФНЧ. Средний член содержит сигнальную составляющую, которая преобразована с понижением частоты. Эта сигнальная составляющая отфильтровывается как электрическая составляющая I₁. Соответственно с помощью сигнала L _ES90 со сдвигом фазы на 90° может быть получена нижняя электрическая составляющая Q ₁.

В предпочтительном варианте выполнения сигнал L _E несущей частоты на приемной стороне имеет частоту несущей, так что затем осуществляется преобразование в базовую полосу. Если регулируется только частота управляемого генератора несущей частоты, но не его фаза, то при конечной ошибке регулирования изменяется фаза между несущей входного сигнала, т.е. сигнальной составляющей PS1, и сигналом L _ES оптоэлектронного преобразователя. Тем самым, в комплексном выходном сигнале I₁ +jQ₁ также имеет место изменение фазы, и он испытывает медленное вращение. Соответственно изменяются и амплитуды составляющих I₁, Q ₁. Вследствие этого вращаются и комплексные выходные сигналы I₁₁+jQ₁₁ и I ₂₁+jQ₂₁ фильтра вокруг нулевой точки комплексной плоскости.

В случае реализуемой с более высокими затратами когерентной демодуляции, которая обеспечивает фазовый синхронизм между сигналом несущей и выработанным на приемной стороне сигналом несущей, выходные сигналы I₁ , Q₁ и I₂, Q ₂ имеют ориентацию, зависимую только от поляризации. Так как последняя в значительной степени компенсируется фильтром, фазовые углы восстановленных сигналов I₁₁ +jQ₁₁ и I₂₁+jQ ₂₁ на выходах фильтра остаются в значительной степени постоянными.

На Фиг. 5 показано упрощенное комплексное представление фильтра 16. Этот фильтр позволяет каждый входной сигнал умножить на коэффициенты фильтра и коммутировать на каждый выход, причем выработанные таким образом сигнальные составляющие суммируются. Так как мультиплексированный по поляризации сигнал PMS может иметь любую поляризацию, поляризованные сигнальные составляющие PS1 и PS2 содержат как составляющие первого многофазного сигнала QPS1, так и второго многофазного сигнала QPS2. Управляемый фильтр 16 берет на себя функцию регулятора поляризации, чтобы из соответствующих электрических сигнальных составляющих I_1, Q₁ и I₂, Q₂ восстановить многофазные сигналы QPS1 и QPS2 в электрической плоскости.

На обоих входах фильтров приложены теперь два образованных из электрических сигнальных составляющих I_1, Q₁ и I₂, Q ₂ комплексные сигналы I₁+jQ ₁ и I₂+jQ₂. Посредством матрицы коэффициентов C₁₁, С₁₂, С₂₁, С ₂₂ и двух сумматоров 33, 34 в электрической форме восстанавливаются выходной сигнал I₁₁+jQ₁₁ , который соответствует первому квадратурному многофазному сигналу QPS1, и выходной сигнал I₂₁+jQ ₂₁, который соответствует второму квадратурному многофазному сигналу QPS2. Восстановленные сигналы I₁₁ +jQ₁₁ и I₂₁+jQ ₂₁ вращаются соответственно входным сигналам фильтра.

На фиг. 6 показана принципиальная схема трансверсального фильтра 16 для обработки ортогональных электрических составляющих, с помощью которого могут восстанавливаться многофазные сигналы QPS1 и QPS2 в электрической плоскости. Электрические составляющие I_1, Q₁ и I ₂, Q₂ подаются на многомерный фильтр 16. Так как соответственно должны обрабатываться и выдаваться четыре сигнальных составляющих, фильтр 16 представляет собой четырехмерный фильтр, который содержит четыре входа и четыре выхода.

Конструкция фильтра обеспечивает возможность все входные сигналы умножать на любые коэффициенты фильтра и коммутировать на каждый из четырех выходов аддитивным способом. За счет применяемой «разбивки на части» могут обрабатываться и асинхронные многофазные сигналы.

Выдаваемые на выход фильтра 16 ортогональные восстановленные сигнальные составляющие I₁₁, Q ₁₁ и I₂₁, Q ₂₁ соответствуют, за исключением оптоэлектронного преобразования и вращения, квадратурным фазовым сигналам QPS1 и соответственно QPS2.

За счет линейного преобразования оптических сигналов обеспечивается дополнительное преимущество изобретения. Как и в оптическом диапазоне, может осуществляться оптимальная коррекция. Хроматическая дисперсия и дисперсия мод поляризации могут, при использовании соответствующим образом созданного фильтра 16 или включенного последовательно с ним фильтра, в значительной степени корректироваться. Для коррекции искажений могут использоваться известные способы измерения и регулирования, которые здесь не требуется описывать более подробно.

Восстановленный сигнал I₁₁+jQ₁₁ или его ортогональные сигнальные составляющие I₁₁ , Q₁₁ подаются на первый демодулятор 17, в то время как восстановленные сигнальные составляющие I ₂₁, Q₂₁ подаются на второй демодулятор 18.

На фиг. 7 представлена упрощенная принципиальная схема комплексного демодулятора. Он содержит звено 37 задержки и включенный последовательно с ним вычислитель 38 для формирования комплексно сопряженного значения, а также умножитель 45. Демодуляция основывается на принципе векторного умножения двух следующих друг за другом символов.

Демодулятор перемножает соответственно текущее значение сигнала S₁e^{j 1} (=I₁₁ + jQ ₁₁) с предыдущим значением сигнала S₀ e-^{j 0}, за счет чего в качестве результата получается произведение (S₁ × S ₀) e^{j( 1- 0)} амплитуд и разность значений фаз. Значения фаз могут колебаться между 0 и 270°, но в идеальном случае принимают значения 0°, 90°, 180°, 270°. Чтобы иметь возможность лучше выполнить разложение на ортогональные составляющие результат получает сдвиг на 45° за счет умножения на (1+j). Затем отдельной составляющей ставится в соответствие один бит, что определяется соответствующим одним из отдельных пороговых решающих блоков 19-22.

Диаграмма, представленная на фиг. 8, показывает положения демодулированного сигнала при различных комбинациях битов А, В. Текущая комбинация битов «11» представлена сплошной линией, остальные комбинации битов 10, 01, 00 представлены пунктирной линией. Можно видеть, что пороги в пороговых решающих блоках 19-22 совпадают с пересечением осей координат.

Таким образом, каждый из этих демодуляторов вырабатывает независимо от положения входных сигналов независимые результаты, причем медленным вращением фазы входных сигналов можно пренебречь. Каждый демодулятор вырабатывает уже составляющие I₁₂, Q₁₂ или I ₂₂, Q₂₂ демодулированных сигналов I₁₂ + jQ₁₂ или I ₂₂ + jQ₂₂. Соответственно две ортогональные сигнальные составляющие соответствуют комбинации битов.

На фиг. 9 показана принципиальная схема демодулятора 17 для обработки ортогональных составляющих I₁₁ и соответственно Q₂₂, которые подаются на его входы. Требуемые математические операции проводятся для действительной и мнимой частей сигнала текущих и предыдущих составляющих в соответствии с тем, как показано на чертеже. Два звена задержки 46 и 47 запоминают предыдущие сигнальные составляющие. После умножения составляющих в перемножителях М формируются суммарные значения сумматорами AD1 и AD2 и разностные значения вычитателями SUB1 и SUB2, чтобы получить составляющие I₁₂ и Q ₁₂ демодулированного сигнала. Помимо этого, может также быть получена информация для генерации тактового сигнала.

Решающие блоки 19-22 согласно фиг. 2 обеспечивают непосредственно преобразование демодулированных сигнальных составляющих I ₁₂, Q₁₂, I₂₂ , Q₂₂ в двоичные сигналы A _E, B_E, C_E и D_E приемной стороны, которые соответствуют двоичным сигналам A, B, C, D передающей стороны.

Для определения и установки коэффициентов фильтров предусмотрен блок 23 управления (COR - корреляция, COM - компенсация). Он содержит также регулятор 24 несущей частоты, который управляет генератором 12 несущей частоты приемной стороны. Кроме того, в нем содержится регенератор такта решающего блока.

Для определения коэффициентов могут применяться различные известные сами по себе способы. Основой для алгоритма адаптации могут являться ортогональные сигнальные составляющие I₁₁, Q₁₁ , I₂₁, Q₂₁ и/или демодулированные сигнальные составляющие I₁₂ , Q₁₂; I₂₂, Q ₂₂. При этом исходят из известных ожидаемых значений, чтобы определить отклонения от этих ожидаемых значений, то есть ошибки. Эти ошибки минимизируются за счет варьирования коэффициентов фильтров.

На фиг. 10 представлено устройство для получения коэффициентов фильтров на основе «минимальной среднеквадратичной ошибки» (MMSE). Это цифровое устройство прежде всего преобразует посредством аналого-цифровых преобразователей (ADW) аналоговые сигнальные компоненты I₁, Q ₁, I₂, Q₂, I₁₁, Q₁₁, I ₂₁, Q₂₁ в цифровые сигналы. Для простоты представления показана только часть фильтра между входом фильтра, к которому приложены ортогональные составляющие I ₁, и выходом, на котором выдается восстановленные сигнальные составляющие I₁₁.

Ортогональная составляющая I₁ посредством звеньев задержки D задерживается многократно в соответствии со звеньями задержки многомерного фильтра 16. Каждый выход звеньев задержки D связан соответственно с перемножителем М. На вторые входы перемножителей подается сигнал ошибки е_I11.

Этот сигнал ошибки и сигнал соответствующей ортогональной составляющей могут быть получены из сигналов ошибок е_I12 и е _Q12 демодулированных сигнальных составляющих. Путем сравнения между номинальным и фактическим значениями демодулированных сигнальных составляющих I₁₂, Q₁₂ (или I₂₂, Q₂₂) сначала в схемах оценки В определяются ошибки е_I12 и je_Q12. Для регулирования коэффициентов требуются, однако, ошибки ортогональных сигнальных составляющих I₁₁, Q₁₁ или I ₂₁, Q₂₁. Эти составляющие получают тем, что проведенное в модуляторе перемножение с предыдущим комплексно- сопряженным значением сигнала в вычислителе CU отменяют, то есть осуществляют еще раз перемножение с предыдущим значением сигнала. Тем самым получается следующее уравнение для ошибки сигнальных составляющих I₁₁, Q₁₁ или I₂₁, Q₂₁:

Отсюда можно получить следующее выражение для ошибок ортогональных сигнальных составляющих:

При разделении на действительную и мнимую части получим:

При данном подходе не требуется учитывать поворот на 45°. Ошибки в перемножителях М умножаются на задержанные значения сигнала и интегрируются в накопителях, прежде чем они (в необходимом случае после цифроаналогового преобразования в цифроаналоговых преобразователях) будут определять коэффициенты С_ii.

На фиг. 11 представлен вариант схемы для получения коэффициентов фильтра, называемый ограниченным MMSE-алгоритмом. Устройство отличается от показанного на фиг. 10 только получением сигналов ошибки. Для упрощения вновь показана только часть фильтра между входом фильтра, к которому прикладываются ортогональные составляющие I₁, и выходом, на котором выдаются восстановленные сигнальные составляющие I ₁₁.

Посредством псевдорешающих блоков 39, 40, которые непосредственно применяют восстановленные значения сигналов I ₁₁, Q₁₁; I₂₁ , Q₂₁, могут быть получены сигналы ошибок е_I12 и е_Q12 и т.д. для оптимизации коэффициентов фильтров.

При применении каждого алгоритма адаптации следует принимать во внимание соответствующие начальные условия. Они могут создаваться определенными комбинациями битов или кодированиями сигналов, которые посылаются к моменту начала данного режима работы или во время передачи.

На фиг. 12 показан вариант с приемной частью, работающей в основном в цифровой форме. Непосредственно после оптоэлектронных преобразователей 14 и 15 осуществляется аналого-цифровое преобразование с помощью аналого-цифровых преобразователей 41-44. Последующая обработка сигналов осуществляется в цифровом виде с помощью тактового сигнала CL. Фильтр 16 и демодуляторы заменены цифровыми схемами D16, D17, D18. Однако в настоящее время эта реализация, из-за высоких скоростей передачи данных, неэкономична.

Управляемый фильтр 16 также может быть выполнен как оптический фильтр. В этом случае было бы идеальным, если бы преобразователи также были выполнены полностью оптическими и выдавали амплитудно-модулированный оптический сигнал.

Управление, помимо уже описанных функций, может также определять качество сигнала. Для этого известно множество методов, которые основываются, например, на различных порогах решающего блока для формирования амплитудной гистограммы. Также устройство коррекции ошибок может выдавать релевантные показатели. Причинами низкого качества сигнала часто являются искажения сигнала, обусловленные передающим оптическим волокном, такие как хроматическая дисперсия и дисперсия мод поляризации. Так как оптоэлектронное преобразование сигнала реализовано в линейном виде, также может производиться равноценная электрическая коррекция искажений. И это осуществляется путем управления коэффициентами фильтра 16.

Следует также отметить, что соответствующим образом видоизмененная приемная часть может использоваться и при других видах модуляции.