интегратор на переключаемых конденсаторах на основе токового конвейера

Формула изобретения

Балансный интегратор на переключаемых конденсаторах, содержащий 4 конденсатора и 8 ключей, причем верхние обкладки первого и второго конденсаторов через первый и второй ключи, замыкаемые в первой фазе управления, подключаются к неинвертирующему и инвертирующему входам интегратора соответственно, а через третий и четвертый ключи, замыкаемые во второй фазе управления, подключаются к земляному узлу, при этом к нижним обкладкам первого и второго конденсаторов подключены пятый и шестой ключи, замыкаемые в первой фазе и соединяющие конденсаторы с земляным узлом, и седьмой и восьмой ключи, замыкаемые во второй фазе, отличающийся тем, что седьмой и восьмой ключи соединяют нижние обкладки первого и второго конденсаторов с неинвертирующим и инвертирующим низкоомными входами токового конвейера соответственно, неинвертирующий и инвертирующий высокоомные входы токового конвейера заземлены, а к неинвертирующему и инвертирующему токовым выходам конвейера, которые являются также неинвертирующим и инвертирующим выходами интегратора соответственно, подключены верхние обкладки третьего и четвертого конденсаторов, нижние обкладки которых заземлены.

Описание изобретения к патенту

Изобретение относится к области радиотехники и связи и может быть использовано в качестве схемы интегрирования сигнала при реализации дискретно-аналоговых устройств обработки: фильтров, усилителей, корректоров и т.д.

Известны схемы простейших интеграторов на переключаемых конденсаторах (Я.Мулявка, Схемы на операционных усилителях с переключаемыми конденсаторами, М.: Мир, 1992, с.190, рис.6.19), схемы интеграторов на переключаемых конденсаторах с улучшенными шумовыми параметрами (патент США №5477481, кл.364/825, 1995, патент США №6362761 В1, кл.341/143, 2002, патент США №6803802 В2, кл.327/337, 2004), схемы интеграторов на переключаемых конденсаторах с уменьшенным числом конденсаторов (патент США №4746871, кл.328/127, 1988), схемы интеграторов на переключаемых конденсаторах с автосмещением (патент США №5479130, кл.327/341, 1995). Ближайшим прототипом заявляемого устройства является схема балансного интегратора на переключаемых конденсаторах, которая содержит балансный операционный усилитель (ОУ), охваченный емкостными обратными связями, и два переключаемых конденсатора, каждый из которых коммутируется четырьмя ключами (D.B.Ribner, M.A.Copeland, "Biquad alternatives for high-frequency switched-capacitor filters," IEEE Journal of Solid-State Circuits, vol.SC-20, no.6, December 1985, p.1089, Fig.4a).

Существенный недостаток известных схем интеграторов на переключаемых конденсаторах, в том числе прототипа, - ограниченный диапазон рабочих частот, обусловленный конечной площадью усиления ОУ.

Цель предлагаемого изобретения - расширение диапазона рабочих частот интегратора на переключаемых конденсаторах.

Поставленная цель достигается тем, что в схему балансного интегратора, каждое из плеч которого содержит два конденсатора, в том числе один конденсатор, коммутируемый четырьмя ключами, в отличие от прототипа вводится балансный токовый конвейер таким образом, что к каждому его токовому выходу подключена верхняя обкладка непереключаемого заземленного конденсатора, тогда как каждый из переключаемых конденсаторов нижней обкладкой подключен к одному из высокоомных входов токового конвейера через первый ключ, замыкаемый во второй фазе, а через второй ключ, замыкаемый в первой фазе, к земляному узлу, при этом третий ключ, замыкаемый в первой фазе, подключает верхнюю обкладку конденсатора ко входу интегратора, а через четвертый ключ, замыкаемый во второй фазе, к земляному узлу.

Применение токового конвейера вместо традиционно используемых ОУ позволяет расширить диапазон рабочих частот интегратора, поскольку токовый конвейер в общем случае представляет схему, включающую повторитель напряжения и повторитель тока. Реализация повторителей не требует введения в схему корректирующего конденсатора (как в ОУ), который является основным фактором, ограничивающим частотный диапазон усилителя. При этом непереключаемые конденсаторы выполняют функции формирования постоянной времени интегратора и элемента нагрузки. Переключаемые конденсаторы формируют постоянные времени интегратора.

Предлагаемое изобретение иллюстрируется чертежами, представленными на фиг.1-4.

На фиг.1 изображена схема интегратора на основе токового конвейера.

На фиг.2 изображена макромодель операционного усилителя.

На фиг.3 изображена макромодель токового конвейера.

На фиг.4 изображена схема интегратора на основе операционного усилителя.

Заявляемый интегратор на переключаемых конденсаторах (фиг.1) содержит балансный токовый конвейер 1, имеющий неинвертирующий низкоомный вход 2, инвертирующий низкоомный вход 3, неинвертирующий высокоомный вход 4, инвертирующий высокоомный вход 5, неинвертирующий токовый выход 6, инвертирующий токовый выход 7. К токовым выходам, которые являются также выходами интегратора, подключены верхние обкладки заземленных конденсаторов 8 и 9. Нижние обкладки конденсаторов 10, 11 через ключи 12, 13, замыкаемые во второй фазе управления, подключаются к низкоомным входам 2, 3 конвейера соответственно, а через ключи 14, 15, замыкаемые в первой фазе управления, подключаются к земляному узлу. При этом верхние обкладки конденсаторов 10, 11 через ключи 16, 17, замыкаемые в первой фазе управления, подключаются ко входным узлам 20, 21 интегратора соответственно, а через ключи 18, 19, замыкаемые во второй фазе управления, подключаются к земляному узлу. Высокоомные входы 4, 5 конвейера заземлены.

Устройство работает следующим образом.

Входной дифференциальный сигнал предполагается дискретным и подается на входы 20 и 21 интегратора. Номиналы конденсаторов 8, 9 и номиналы конденсаторов 10, 11 предполагаются попарно одинаковыми. В первой фазе управления ключи 14, 15, 16, 17 замкнуты, ключи 12, 13, 18, 19 разомкнуты и происходит заряд конденсаторов 10, 11. Во второй фазе управления ключи 14, 15, 16, 17 размыкаются, но замыкаются ключи 12, 13, 18, 19, в результате чего ток, протекающий через конденсаторы 10, 11, передается на выходы 6 и 7 интегратора через токовый конвейер 1 и заряжает конденсаторы 8, 9, которые являются нагрузками и накапливают заряд, осуществляя интегрирование. Поскольку заряд и разряд конденсаторов 10 и 11 происходит в первой и второй фазах управления соответственно, то осуществляется задержка в накоплении заряда конденсаторами 8, 9, что определяет передаточную функцию интегратора.

Балансный токовый конвейер описывается уравнением в матричной форме вида:

где соответствует напряжению на неинвертирующем низкоомном входе токового конвейера, соответствует напряжению на инвертирующем низкоомном входе токового конвейера, соответствует напряжению на неинвертирующем высокоомном входе токового конвейера, соответствует напряжению на инвертирующем высокоомном входе токового конвейера, соответствует току неинвертирующего низкоомного входа токового конвейера, соответствует току инвертирующего низкоомного входа токового конвейера, соответствует току неинвертирующего токового выхода токового конвейера, соответствует току инвертирующего токового выхода токового конвейера. При этом передаточная функция интегратора выражается в z-области как:

где C₁ - емкости конденсаторов 10, 11, С₂ - емкости конденсаторов 8, 9, а выборки входного и выходного сигналов берутся в первой фазе управления.

Передача зарядов в предлагаемой схеме происходит через токовый конвейер, коэффициенты передачи которого равны 0 дБ (см. выражение (1)). При малом входном сопротивлении на низкоомных входах конвейера наличие паразитных емкостей, шунтирующих входы, не оказывает влияния на частотные характеристики интегратора.

Представленное на качественном уровне описание работы интегратора подтверждается сопоставительным анализом результатов моделирования схем прототипа и предлагаемого интегратора. При моделировании схемы прототипа ОУ представлялся двухкаскадной однополюсной моделью (фиг.2) со следующими параметрами: коэффициент усиления ₀=20000, частота первого полюса f ₀=50 Гц. Токовый конвейер моделировался эквивалентной схемой, показанной на фиг.3. Параметры модели таковы: выходное сопротивление токовых выходов 1 МОм, входное сопротивление низкоомных входов 10 кОм, паразитные емкости низкоомных входов 1,5 пФ. Выбранные параметры соответствуют стандартным характеристикам и позволяют провести адекватное сравнение частотных свойств интеграторов, показанных на фиг.1 и 4. В табл.1 приведены значения амплитуд выходных сигналов схемы прототипа и предлагаемой схемы при тактовой частоте 1 МГц и значениях элементов С₁=С ₂=1 пФ, С₃=С₄ =30 пФ после выделения первой гармоники дискретного выходного сигнала сглаживающим аналоговым фильтром при частотах входного сигнала от 100 кГц до 400 кГц и амплитуде 250 мВ. Для сравнения также представлены значения амплитуд выходных сигналов при использовании идеализированных моделей ОУ и токового конвейера. Из представленных результатов следует, что в нижней части рассматриваемого частотного диапазона амплитуды выходных сигналов близки. На частотах от 200 кГц и выше амплитуда выходного сигнала схемы прототипа уменьшается по сравнению с идеализированной схемой (см. значения U в таблице), в то время как значение амплитуды выходного сигнала предлагаемой схемы по-прежнему близко к эталонному.

Ключи моделировались как n-канальные МОП-транзисторы, описываемые моделью SPICE первого уровня при геометрических размерах W=10 мкм, L=1 мкм, напряжении отпирания 0,5 В, параметре КР=100 мкА/В ². В качестве сглаживающего фильтра использовался фильтр Чебышева 13 порядка с частотой среза 450 кГц при неравномерности амплитудно-частотной характеристики 0,1 дБ.

Таблица 1
f, кГц	100	200	300	400
Интегратор на идеальном операционном усилителе
Um, мВ	13,1	6,60	4,37	3,28
Интегратор на неидеальном операционном усилителе
U m,MB	13,1	6,47	4,20	3,06
Интегратор на идеальном токовом конвейере
Um, MB	13,1	6,60	4,37	3,28
Интегратор на неидеальном токовом конвейере
Um, мВ	13,1	6,60	4,37	3,28
U, дБ	0,0	0,2	0,4	0,6