способ адаптивной передачи данных в радиолинии с псевдослучайной перестройкой рабочей частоты

Формула изобретения

1. Способ адаптивной передачи данных в радиолинии с псевдослучайной перестройкой рабочей частоты, включающий на передающем конце деление входного цифрового сигнала со скоростью С на информационные блоки, излучение модулированного сигнала в пространство, на приемном конце - объединение демодулированных блоков в исходный сигнал и подачу получателю информации, отличающийся тем, что на передающем конце радиолинии проводят преобразование информационной скорости С в техническую скорость V цифрового сигнала с выделением пакетов информации длительностью секунд, состоящего из g служебных фреймов для обмена информации о размере формируемых пакетов и о качестве принимаемых сигналов на приеме и передаче и информационных фреймов размером бит, учитывая априорно известные: минимально необходимое число бит для служебных фреймов е, время, затрачиваемое аппаратурой на перестройку частоты, Т_n и время рассинхронизации частот на приеме и передаче Т_р, причем g является функцией от Т, е и , а каждый информационный фрейм имеет размер d+ слотов, где d - количество служебных слотов радиолинии, равное априорно известному числу повторов служебных слотов, а - количество информационных слотов, каждый служебный слот имеет размер y+L+z бит, а каждый информационный слот - размер y+x+q бит, где - биты для перестройки частоты ППРЧ, L - биты синхропоследовательности, - биты информационного блока,

z=[L· ₁] и q=[х· ₂] - защитные биты, ₁ и ₂ - коэффициенты, зависящие от количества частот ППРЧ для канала синхронизации и информационного канала, соответственно, и априорно известных условий распространения сигнала, причем L соответствует той длине синхропоследовательности из имеющихся, которая соответствует минимальному среднему риску, рассчитываемому на основе определения вероятности ошибки на служебный бит в принимаемой синхропоследовательности, получаемой на основе определения качества данной синхропоследовательности, причем значение вероятности ошибки на служебный бит принимается в служебных фреймах, значения L, z, х, q, d, , g, h, ₁, ₂ для формирования следующего пакета передают приемной стороне в служебных фреймах, модуляцию информационных слотов на соответствующих частотах передачи в соответствии с первой псевдослучайной последовательностью (ПСП), модуляцию служебных слотов на соответствующих частотах передачи в соответствии со второй ПСП, также в служебных фреймах принимается значение вероятности ошибки на информационный бит, получаемое на приемной стороне на основе определения качества информационного фрейма; на приемном конце радиолинии проводят разделение принятого сигнала на служебную и информационную части, где для служебной части с помощью частотной фильтрации на соответствующих частотах приема в соответствии со второй ПСП осуществляют выбор канала, по которому производилась передача, на основании служебной информации, принятой в служебных фреймах, формируют синхросигнал размера L и по нему формируют пики взаимно корреляционной функции для точной тактовой синхронизации при последующей демодуляции сигнала, причем по принятой синхропоследовательности производят ее анализ качества с определением вероятности ошибки на служебный бит, которую передают в служебных фреймах передающей стороне, для информационной части осуществляют демодуляцию служебных фреймов и информационных блоков на соответствующих частотах приема, в соответствии с первой ПСП, с учетом полученной точности тактовой синхронизации и известных значений z, x, q, d, , g, h, ₁, ₂, далее полученные после демодуляции служебных фреймов значения z, x, q, d, , g, h, ₁, ₂ используют для демодуляции следующего пакета, причем по принятому информационному фрейму производят анализ качества информации с определением вероятности ошибки на информационный бит, которую передают в служебных фреймах передающей стороне.

2. Способ по п.1, отличающийся тем, что на передающем конце радиолинии на основании вероятности ошибки на информационный бит, получаемой на основе определения качества информационного фрейма, рассчитывают вероятности правильного приема W₁ , , W_M каждого из М возможных способов помехоустойчивого кодирования, которые используются в данном радиосредстве, и вероятность W правильного приема некодированного информационного фрейма, где значение вероятности ошибки на информационный бит принимают в служебных фреймах, причем если W меньше необходимого априорно известного уровня, проводят поиск того помехоустойчивого кода, у которого W₁(i {1, 2, , M}) превышает W и получаемое с учетом известных x, число его кодовых слов

где n_i - длина кода, есть целое число, причем информационные блоки информационного фрейма кодируют найденным кодом, если уменьшение скорости передачи информации, вызванное применением данного кода в раз,

где s_i (i {1, 2, ,M}) - число информационных символов кода, приведет к увеличению качества приема информации не менее чем в µ раз и где отношение - априорно известная величина, определяемая, исходя из задач теории информации, номер i {0, 1, 2, , М} используемого кода передают приемной стороне в служебных фреймах, где i=0 соответствует случаю некодированных информационных блоков, на приемном конце радиолинии производят декодирование декодером с номером i {0, 1, 2, ,М} информационных блоков информационного фрейма, по принятым и декодированным информационным блокам производят анализ качества принимаемой информации, на основе которого определяют вероятность ошибки на информационный бит, которую передают в служебных фреймах передающей стороне, причем полученное после демодуляции служебных фреймов значение i {0, 1, 2, , М} используют для декодирования следующего пакета.

Описание изобретения к патенту

Предлагаемый способ относится к области радиотехники и может найти применение в адаптивных системах специальной радиосвязи для передачи данных по радиоканалу в условиях воздействия комплекса преднамеренных помех.

Известно большое количество изобретений, использующих такой метод передачи информации, как псевдослучайная перестройка частоты (ППРЧ).

Известен способ передачи информации для использования в системах связи, функционирующих в условиях неопределенных помех, описанный в [1], в котором повышение помехоустойчивости радиолинии в условиях воздействия нестационарных помех достигается при наличии долговременного неоднородного качества отдельных частотных каналов.

Известен способ передачи информации по патенту [2], в котором рассматривается способ ППРЧ, предусматривающий использование псевдослучайных последовательностей (ПСП), для того чтобы изменять значение рабочей частоты, формируемой по псевдослучайному закону, в псевдослучайные моменты времени, гарантированно синхронные для обеих сторон радиолинии.

Недостатком вышеупомянутых способов является отсутствие адаптации синхросигнала к изменениям помеховой обстановки.

Наиболее близким по технической сущности к предлагаемому способу является способ по патенту [3], принятый за прототип.

Способ-прототип заключается в следующем.

На передающем конце происходит деление входного сигнала на блоки с равным количеством элементов. Полученную последовательность блоков перекодируют путем изменения порядка следования импульсов между блоками. Полученный сигнал поблочно изменяют, увеличивая скорость следования импульсов, после чего сигнал модулируют на соответствующих частотах и излучают в пространство.

На приемном конце осуществляется преобразование полученного сигнала на промежуточную частоту, затем демодуляция, обратное преобразование скорости информации, декодирование, объединение блоков и подача получателю информации.

При этом перекодирование производят так, что 1 элемент 1 блока становится 1 элементом 1 блока, 2 элемент 1 блока становится 1 элементом 2 блока, L элемент 1 блока становится 1 элементом L блока, 1 элемент 2 блока становится 2 элементом 1 блока, 2 элемент 2 блока становится 2 элементом 2 блока, L элемент 2 блока становится 2 элементом L блока, 1 элемент N блока становится N элементом 1 блока, 2 элемент N блока становится N элементом 2 блока, L элемент N блока становится N элементом L блока. Используя для передачи коды с исправлением ошибок, имеется возможность осуществить безошибочный прием информации. То есть в зависимости от исправляющей способности кода возможно исправление ошибок при поражении числа частот, равного исправляющей способности кода.

В способе-прототипе преобразование скорости информации имеет целью перемежение битов для последующего применения помехоустойчивого кода. Однако данный метод является эффективным только в условиях воздействия непреднамеренных помех. В средствах специальной радиосвязи центральным направлением является повышение помехозащищенности в условиях непрерывного совершенствования средств радиопротиводействия (СРП), в частности при воздействии на радиолинию с ППРЧ с целью подавления одной из эффективных с точки зрения энергетических возможностей запаздывающих помех в комплексе с заградительной помехой в части полосы (ЗПП). Применение ППРЧ приводит к выделению временных интервалов для синхронизации радиолинии и для перевода ее с частоты на частоту без потерь элементов сообщений на этих интервалах. Последнее требование приводит к преобразованию блока в слот: информационные биты "обрамляются" битами перестройки частоты (время, затрачиваемое аппаратурой на перестройку) и защитными битами (учет рассинхронизации генераторов). Отсутствие четкой побитовой синхронизации может свести на нет все преимущества ППРЧ. Учитывая это, СРП воздействуют не только на слоты с информацией (запаздывающая помеха, следящая по частотам), но и на слоты с синхросигналами (с применением ЗПП). Для защиты от последнего целесообразно ввести смену вида синхросигналов в радиолинии.

Однако изменение вида синхросигнала не может не повлиять на общую структуру временной диаграммы работы радиолинии. Современная аппаратура передачи данных должна быть рассчитана на работу при различных скорости передачи (соответствующих ГОСТ 17422), а также на защиту информации от преднамеренных помех изменением скорости ППРЧ, вида помехоустойчивого кода и применения канала обратной связи между приемником и передатчиком для анализа помеховой обстановки. Таким образом, адаптация синхросигнала должна повлечь за собой адаптацию всей временной диаграммы работы радиолинии.

Последнее условие свидетельствует о том, что неизменяемая радиолиния, представленная в способе-прототипе, не в состоянии обеспечить заданное качество связи на протяжении всего сеанса связи, поскольку входные условия могут время от времени изменяться. В этом случае возникает необходимость использования адаптивной радиолинии, которая, используя регулярный процесс поиска, постоянно ищет оптимум в пределах допустимого класса возможностей. Таким образом, недостатком способа-прототипа является низкое качество передачи информации в условиях воздействия преднамеренных помех.

Целью предлагаемого изобретения является введение адаптации описанного выше способа обработки синхросигнала к изменениям помеховой обстановки и уменьшение потерь информации при приеме.

Для достижения указанной цели в способе адаптивной передачи данных в радиолинии с псевдослучайной перестройкой рабочей частоты, включающем на передающем конце деление входного цифрового сигнала со скоростью С на информационные блоки, излучение модулированного сигнала в пространство, на приемном конце - объединение демодулированных блоков в исходный сигнал и подачу получателю информации, согласно изобретению на передающем конце радиолинии проводят преобразование информационной скорости С в техническую скорость V цифрового сигнала с выделением пакетов информации длительностью секунд, состоящего из g служебных фреймов для обмена информации о размере формируемых пакетов и о качестве принимаемых сигналов на приеме и передаче и информационных фреймов размером бит, учитывая априорно известные: минимально необходимое число бит для служебных фреймов e, время, затрачиваемое аппаратурой на перестройку частоты T_n, и время рассинхронизации частот на приема и передаче T_р, причем g является функцией от T, е и , а каждый информационный фрейм имеет размер d+ слотов, где d - количество служебных слотов радиолинии, равное априорно известному числу повторов служебных слотов, a - количество информационных слотов, каждый служебный слот имеет размер y+L+z бит, а каждый информационный слот - размер y+x+q бит, где - биты для перестройки частоты ППРЧ, L - биты синхропоследовательности, - биты информационного блока, z=[L· ₁] и q=[x· ₂] - защитные биты, ₁ и ₂ - коэффициенты, зависящий от количества частот ППРЧ для канала синхронизации и информационного канала, соответственно, и априорно известных условий распространения сигнала, причем L соответствует той длине синхропоследовательности из имеющихся, которая соответствует минимальному среднему риску, рассчитываемому на основе определения вероятности ошибки на служебный бит в принимаемой синхропоследовательности, получаемой на основе определения качества данной синхропоследовательности, причем значение вероятности ошибки на служебный бит принимается в служебных фреймах, значения L, z, x, q, d, , g, h, ₁, ₂ для формирования следующего пакета передают приемной стороне в служебных фреймах, модуляцию информационных слотов на соответствующих частотах передачи, в соответствии с первой псевдослучайной последовательностью (ПСП), модуляцию служебных слотов на соответствующих частотах передачи, в соответствии со второй ПСП, также в служебных фреймах принимается значение вероятности ошибки на информационный бит, получаемое на приемной стороне на основе определения качества информационного фрейма; на приемном конце радиолинии проводят разделение принятого сигнала на служебную и информационную части, где для служебной части с помощью частотной фильтрации на соответствующих частотах приема, в соответствии со второй ПСП, осуществляют выбор канала, по которому производилась передача, на основании служебной информации, принятой в служебных фреймах, формируют синхросигнал размера L и по нему формируют пики взаимно корреляционной функции для точной тактовой синхронизации при последующей демодуляции сигнала, причем по принятой синхропоследовательности производят ее анализ качества с определением вероятности ошибки на служебный бит, которую передают в служебных фреймах передающей стороне, для информационной части осуществляют демодуляцию служебных фреймов и информационных блоков на соответствующих частотах приема, в соответствии с первой ПСП, с учетом полученной точности тактовой синхронизации и известных значений z, x, q, d, , g, h, ₁, ₂, далее полученные после демодуляции служебных фреймов значения z, x, q, d, , g, h, ₁, ₂ используют для демодуляции следующего пакета, причем по принятому информационному фрейму производят анализ качества информации с определением вероятности ошибки на информационный бит, которую передают в служебных фреймах передающей стороне.

Кроме того, на передающем конце радиолинии на основании вероятности ошибки на информационный бит, получаемой на основе определения качества информационного фрейма, рассчитывают вероятности правильного приема W₁, ,W_M каждого из М возможных способов помехоустойчивого кодирования, которые используются в данном радиосредстве, и вероятность W правильного приема некодированного информационного фрейма, где значение вероятности ошибки на информационный бит принимают в служебных фреймах, причем если W меньше необходимого априорно известного уровня, проводят поиск того помехоустойчивого кода, у которого W_i (i {1, 2, ,M}) превышает W и получаемое, с учетом известных x, , число его кодовых слов где n_i - длина кода, есть целое число, причем информационные блоки информационного фрейма кодируют найденным кодом, если уменьшение скорости передачи информации, вызванное применением данного кода в раз, где s_i (i {1, 2, ,M}) - число информационных символов кода, приведет к увеличению качества приема информации не менее чем в µ раз и где отношение - априорно известная величина, определяемая исходя из задач теории информации, номер i {0, 1, 2, , M} используемого кода передают приемной стороне в служебных фреймах, где i=0 соответствует случаю некодированных информационных блоков, на приемном конце радиолинии производят декодирование декодером с номером i {0, 1, 2, , М} информационных блоков информационного фрейма, по принятым и декодированным информационным блокам производят анализ качества принимаемой информации, на основе которого определяют вероятность ошибки на информационный бит, которую передают в служебных фреймах передающей стороне, причем полученное после демодуляции служебных фреймов значение i {0, 1, 2, , М} используют для декодирования следующего пакета.

Предлагаемый способ адаптивной передачи данных в радиолинии с ППРЧ заключается в следующем.

На передающем конце проводится преобразование информационной скорости С бит/с в техническую скорость используемого радиосредства V Бод. Формируется пакет информации, состоящий из фреймов и слотов. Для этого сначала на основе имеющихся характеристик устройств генерации частоты определяются время, затрачиваемое аппаратурой на перестройку частоты, T_n с и время рассинхронизации частот на приеме и передаче T_р с. Помимо этого, определяется минимально необходимое число бит для служебных фреймов с и число служебных слотов d, равное количеству повторов одного слота синхронизации.

На основании значения T_n производится расчет необходимого количества битов перестройки частоты , где [] - целая часть.

Кроме того, рассчитывается количество информационных битов слота

,

где q=[x· ₂] - количество защитных битов информационного слота;

- количество информационных слотов фрейма;

₂ - коэффициент, зависящий от количества частот ППРЧ и априорно известных условий распространения сигнала (например, для фиксированной частоты можно принять ₂ 3%; для ППРЧ из двух частот - ₂ 6% и т.д.).

Причем количество информационных слотов фрейма может последовательно принимать значения от 1 до бесконечности, и то первое значение , которое даст целое значение x, будет количеством информационных слотов фрейма , а соответствующее ему значение x - количеством информационных битов слота.

Производится анализ качества приема синхропоследовательности из предыдущего принятого пакета. На основании данного анализа определяется вероятность u_сх ошибки на бит в канале синхронизации. Значение u_сх используется для определения вероятностей правильного приема Р_пр и ложной тревоги Р_лт для каждого из возможных значений L_j где j {1, ,K}, т.е. тех длин синхропоследовательностей, которые используются в данном радиосредстве. Для каждой из полученных пар

Р_пр и Р_лт рассчитываются средние риски R_j, где j {1, ,K}, по формуле

где Р_{отс.сигн} - априорная вероятность отсутствия сигнала;

Р_{нал.сигн} - априорная вероятность наличия сигнала;

a и b - весовые коэффициенты, зависящие от того, насколько опасна Р_лт по сравнению с 1-Р_пр.

Минимальный из рассчитанных средних рисков R₁, ,R_K соответствует той длине синхропоследовательности L, которая должна использоваться в служебных слотах формируемого пакета. Кроме того, происходит вычисление количества защитных бит служебного слота z=[L· ₁], где ₁ - коэффициент, зависящий от количества частот ППРЧ и априорно известных условий распространения сигнала, аналогичный описанному выше.

На фиг.1 представлена структура фрейма информации, который содержит d служебных слотов и информационных слотов.

При этом, каждый служебный слот содержит (y+L+z) бит, а каждый информационный слот содержит (y+х+q) бит.

Тогда общее время передачи пакета рассчитывается как

где =(y+L+z)·d+(y+x+q)· - количество бит во фрейме;

g - число служебных фреймов, которое определяется следующим образом:

1) если е , то g₀=1; если e> , то ;

2) g может последовательно принимать значения от g₀ до бесконечности, и то первое значение g, которое даст целое значение T, будет числом служебных фреймов, а соответствующее ему значение T - временем передачи пакета.

На фиг.1 представлена структура пакета информации, который содержит g служебных фреймов и h информационных фреймов. При этом в g служебных фреймов содержится (g· ) бит, а в информационных фреймов содержится (h· ) бит.

Учитывая вышесказанное, входной информационный сигнал разбивается на блоки по x бит каждый. Далее на передающем конце формируются d служебных слотов для синхронизации радиолинии размером (y+L+z) бит каждый, причем каждый служебный слот содержит (фиг.1):

y бит перестройки частоты;

L бит той синхропоследоватсльности, которая обеспечивает минимальное значение среднего риска R в формуле (1);

z защитных бит.

Также, на передающем конце формируются информационных слотов размером (y+x+q) бит каждый, причем каждый информационный слот содержит (фиг.1):

y бит перестройки частоты,

x бит информации;

q защитных бит.

Полученные d служебных и информационных слотов объединяются в информационный фрейм информации. Сформированные g служебных фреймов, предназначенных для обмена служебной информацией о размере формируемых пакетов и о помеховой обстановке между приемником и передатчиком объединяются с h информационными фреймами в пакет информации длительностью T с (см. фиг.1). За время передачи пакета приемнику от передатчика передается T·С бит входного информационного сигнала.

Далее каждый из полученных информационных слотов пакета модулируется соответствующей частотой передачи, определяемой первой ПСП, а каждый из полученных служебных слотов пакета модулируется соответствующей частотой передачи, определяемой второй ПСП, причем количество частот ППРЧ для служебных слотов и информационных слотов отличаются, что влияет на значение коэффициентов ₁ и ₂, как описано выше. Значение скорости ППРЧ определяется как скач/с. Модулированные слоты пакета излучаются в пространство. Величины х, L, ₁, ₂, d, , g, h для следующего пакета передаются в служебном фрейме.

Помимо анализа качества приема синхропоследовательности, в радиосредстве проводится анализ качества приема информационных слотов. На основании данного анализа определяются отношения сигнал/шум и сигнал/помеха. Данные отношения используются для определения вероятности правильного приема W информационного фрейма, а также вероятностей правильного приема W₁, , W_M для каждого из возможных (n₁ , s₁), , (n_M, s_M), т.е. тех помехоустойчивых кодов, которые используются в данном радиосредстве (где n - общее число символов кода, а s - число информационных символов кода). Если W меньше необходимого априорно известного уровня, производится поиск тех помехоустойчивых кодов, у которых W_i(i {1, 2, , M}) превышает W. Для каждого из таких кодов рассчитывается число кодовых слов в информационном фрейме Тот код, у которого W_i(i {1, 2, , M})=max и _i - целое число, является кодом (n, s), который может осуществлять кодирование информационного фрейма.

На фиг.2 представлена структурная схема пакета для случая использования помехоустойчивого кодирования.

Однако применение кода (n, s) приводит к уменьшению информационной скорости С до информационной скорости . В результате кодовое слово может занять не один, а информационных слотов, содержащих только s битов информации. Остальные биты в f информационных слотах - проверочные биты кода =n-s. В результате в каждом слоте могут быть:

1) только биты информации;

2) биты информации и проверочные биты;

3) только проверочные биты.

Критерий применения кода (n, s) следующий: если потеря скорости передачи информации в раз приведет к улучшению качества приема сигнала в и более раз (где отношение определяется априорно исходя из задач теории информации [5, стр.607-658]) данный код используется. Таким образом, определяется вид помехоустойчивого кода, который соответствует номеру М из известной на передающей и приемной стороне второй кодовой книги, и сообщается в служебных фреймах на приемную сторону для следующего пакета.

На приемном конце радиолинии с помощью частотной фильтрации определяется канал, по которому производилась передача. На основании информации, принятой в служебных фреймах, для следующего пакета определяются значения y, x, L, ₁, ₂, d, , g, h.

По синхропоследовательности размера L формируются пики взаимно корреляционной функции (ВКФ) для синхронизации принимаемого сигнала с его последующей демодуляцией и декодированием. После демодуляции при декодировании учитывается вид используемого помехоустойчивого кода по номеру М, принятому в служебном фрейме. Декодированные блоки объединяются в исходный сигнал, который подается получателю информации. При этом, проводится анализ качества: 1) принимаемой синхропоследовательности и 2) информационных фреймов. Результаты проведенных анализов передаются в служебных фреймах на передающий конец.

В качестве примера (используются только скорости, определяемые ГОСТ 17422) предположим, что через радиостанцию, имеющую техническую скорость V=19.2 кБод, передаются данные от аппаратуры передачи данных со скоростью С=12 кбит/с. Пример временной диаграммы, удовлетворяющей данному случаю, показан на фиг.3, откуда следует, что число информационных битов в блоке x=45, а скорость ППРЧ =300 скач/с. В качестве синхропоследовательности используются три двоичные М-последовательности с L₁=31, L₂ =63 и L₃=127, а в качестве устройства для их определения на приеме - дискретный согласованный фильтр (ДСФ) [4, стр.275]. Предполагается, что используемый ДСФ производит обнаружение синхропоследовательности в реальном масштабе времени [4, стр.279-282] методом равномерного стробирования каждого условного бита не одной, а в u=8 точках, что более полно использует информацию о сигнале: при совпадении не менее 3-х подряд последовательностей (из полученных u=8) с копией сигнала (с допуском до u₀ ошибок для каждой последовательности) выносится решение о приеме синхросигнала. Вид каждой из M-последовательностей задается путем выстраивания последовательности триггерных ячеек в ДСФ [4, стр.279].

Если в формуле (1) принять Р_{отс.сигн}=0.8, Р_{нал.сигн} =0.2 и отношение a/b=0.01, то при вероятности ошибки на бит p {0.15, ,0.45}, определяемой анализатором качества сигнала, по формуле (1) можно рассчитать средние риски R₁, R ₂, R₃.

На фиг.4 представлены средние риски при приеме М-последовательностей различной длины. Анализируя фиг.4, можно определить, что в качестве синхронизирующей для следующего пакета применяется та М-последовательность, чей график лежит "ниже" других.

После определения вида синхросигнала решается следующая задача: определение необходимости применения помехоустойчивого кода в условиях воздействия запаздывающих помех.

Для этого рассчитываются вероятности ошибки на бит:

где

где

- мощность сигнала;

₀ ² - спектральная плотность мощности белого шума;

_с ² - спектральная плотность мощности запаздывающей помехи.

На фиг.5 представлена временная диаграмма информационных битов слота при воздействии запаздывающей помехи.

Для данной временной диаграммы

x _н=[х· ] - число непораженных информационных битов в слоте;

x_n=x-x_н - число пораженных информационных битов в слоте;

где - коэффициент запаздывания помехи;

Т _сл - время действия запаздывающей помехи;

Т_з - время запаздывания помехи.

Окончательно средняя вероятность ошибки на бит определяется

В случае если условия распространения сигнала требуют от пользователя более высокой гарантии доведения информации до получателя, временная диаграмма позволяет "пожертвовать" скоростью передачи информации для увеличения качества передачи последней. Пример временной диаграммы, удовлетворяющей данному случаю, показан на фиг.6. В случае использования в качестве помехоустойчивого кода мажоритарной обработки (правило выбора 3 из 5), временная диаграмма принимает вид, представленный на фиг.6, а средняя вероятность ошибки на бит, согласно [6], определяется

где - индекс суммирования.

Поскольку в случае применения мажоритара информационная скорость уменьшится с С=12 ^кбит/_с до =2,4 ^кбит/_с, число битов информации в слоте будет 396. Следовательно, можно рассчитать коэффициент улучшения качества передачи битов как отношение вероятности правильного приема 396 битов информации после и до применения мажоритара

при этом коэффициент использования скорости информации равен

Зависимость µ_кач от при значениях коэффициента запаздывания =0.8 и =0.2 приведены соответственно на фиг.7 и фиг.8. Таким образом, при условии выбора пользователем критерия смены скоростей

(то есть пользователь "жертвует" скоростью передачи только в случае, если ухудшение скорости в µ раз приведет к улучшению качества передачи более чем в 2µ раз) анализируется качество информационного сигнала, по которому определяются значения , и , по которым вычисляются значения µ_ск и µ_кач, которые сравниваются согласно критерию (10) и по результату сравнения принимается решение: изменять ли скорость передачи информации или нет (то есть, применять ли метод помехоустойчивой защиты или нет).

В данном случае при =0,8 применение мажоритара происходит при >1,7, а при =0,2 - при >4,8.

На фиг.9 приведена зависимость µ_кач от и для различных случаев: 1) при =5; 2) при =20000; 3) границы критерия. Если в результате анализа качества сигнала определяется, что рабочая точка лежит на какой-либо из плоскостей (1 или 2) выше плоскости 3, применяется мажоритарная обработка.

Функциональная схема устройства для осуществления предлагаемого способа передачи данных с ППРЧ с использованием помехоустойчивого кодирования приведена на фиг.10, где приняты следующие обозначения:

1 - источник информации (ИИ);

2 - коммутатор скоростей (КС);

3 - пакетатор;

4 - первый демультиплексор (Д1);

5₁-5_М - кодеры;

6 - модулятор;

7 - первый антенно-фидерный блок (АФБ1);

8 - генератор тактовых импульсов (ГТИ);

9 - генератор кодовых последовательностей (ГКП);

10 - блок управления (БУ);

11 - первый анализатор качества сигнала (АКС 1);

12 - первый синтезатор частот (СЧ1);

13 - генератор псевдослучайной последовательности (ГПСП);

14 - преобразователь частоты (ПЧ);

15 - усилитель промежуточной частоты (УПЧ);

16 - демодулятор;

17 - второй демультиплексор (Д2);

18₁-18_М - декодеры;

19 - депакетатор;

20 - приемник информации (ПИ).

21 - второй антенно-фидерный блок (АФБ2);

22 - блок отождествления элемента сигнала (БОЭС);

23₁-23_К - схемы сравнения (СС);

24₁-24_К -счетчики;

25 - третий мультиплексор (МЗ);

26 - первый мультиплексор (Ml);

27 - второй мультиплексор (М2);

28 - второй анализатор качества сигнала (АКС2);

29 - второй синтезатор частот (СЧ2);

Устройство для реализации предлагаемого способа содержит последовательно соединенные источник информации (ИИ) 1, вход которого является первым входом устройства, и коммутатор скоростей (КС) 2, выход которого соединен с первым сигнальным входом пакетатора 3, выход которого соединен с сигнальным входом первого демультиплексора (Д1) 4, М выходов которого соединены с сигнальными входами соответствующих М кодеров 5₁-5_М, выходы которых соединены соответственно с М сигнальными входами первого мультиплексора (M1) 26, выход которого соединен с первым сигнальным входом модулятора 6, выход которого соединен со входом первого антенно-фидерного блока (АФБ1) 7, выход которого является первым выходом устройства.

Кроме того, устройство содержит последовательно соединенные второй антенно-фидерный блок (АФБ2) 21, вход которого является вторым входом устройства, преобразователь частоты (ПЧ) 14 и усилитель промежуточной частоты (УПЧ) 15, выход которого соединен с первым сигнальным входом демодулятора 16, выход которого соединен с сигнальным входом второго демультиплексора (Д2) 17, М выходов которого соединены с сигнальными входами соответствующих М декодеров 18₁-18_М, выходы которых соединены соответственно с М сигнальными входами второго мультиплексора (М2) 27, выход которого соединен с сигнальным входом депакетатора 19, выход которого соединен с сигнальным входом приемника информации (ПИ) 20, выход которого является вторым выходом устройства.

Также, выходы М декодеров 18₁-18 _М соединены соответственно с М сигнальными входами первого анализатора качества сигнала (АКС1) 11, (М+1)-й сигнальный вход которого соединен с выходом демодулятора 16.

Второй выход АФБ2 21 соединен с первым сигнальными входом блока отождествления элемента сигнала (БОЭС) 22, выход которого соединен с сигнальными входами К схем сравнения (СС) 23₁-23 _К, первые выходы которых соединены с сигнальными входами K соответствующих счетчиков 24₁-24_К, выходы которых соединены соответственно с K сигнальными входами второго анализатора качества сигнала (АКС2) 28, (K+1)-й сигнальный вход которого соединен с выходом БОЭС 22.

Вторые выходы K схем сравнения (СС) 23₁-23_К соединены соответственно с K сигнальными входами третьего мультиплексора М3 25, выход которого соединен со вторым сигнальным входом демодулятора 16.

С первого по десятый выходы блока управления (БУ) 10 соединены соответственно с управляющими входами пакетатора 3, Д1 4, M1 26, модулятора 6, депакетатора 19, Д2 17, М2 27, демодулятора 16, ГКП 9 и М3 25, причем выход ГКП 9 соединен со вторым сигнальным входом пакетатора 3. Выход АКС1 11 соединен с первым входом БУ 10, а выход АКС2 28 соединен со вторым входом БУ 10.

Первый выход генератора псевдослучайной последовательности (ГПСП) 13 соединен с сигнальным входом первого синтезатора частот (СЧ1) 12, первый выход которого соединен со вторым сигнальным входом модулятора 6, а второй выход - со вторым входом ПЧ 14.

Второй выход ГПСП 13 соединен с сигнальным входом второго синтезатора частот (СЧ2) 29, первый выход которого соединен с третьим сигнальным входом модулятора 6, а второй выход - со вторым сигнальным входом БОЭС 22.

Выход генератора тактовых импульсов (ГТИ) 8 соединен с тактовыми входами ИИ 1, КС 2, пакетатора 3, Д1 4, М кодеров 5₁ -5_М, M1 26, модулятора 6, ГКП 9, БУ 10, АКС1 11, AKC2 28, СЧ1 12, СЧ2 29, ГПСП 13, БОЭС 22, демодулятора 16, Д2 17, М декодеров 18₁-18_М, М2 27, депакетатора 19, ПИ 20, М3 25, а также К счетчиков 24₁-24_К и СС 23₁-23_К.

Устройство работает следующим образом. На передающем конце с первого входа устройства сигнал поступает в ИИ 1. Из ИИ 1 данные с скоростью С бит/сек, предназначенные для передачи по каналу связи, поступают в КС 2, где происходит преобразование информационной скорости С в техническую скорость V Бод. Из КС 2 информация подается на первый сигнальный вход пакетатора 3, где происходит ее деление на блоки информации с организацией слотов, фреймов и пакетов данных на основании управляющего сигнала, приходящего с первого выхода БУ 10. ГКП 9 на основании управляющего сигнала, приходящего с девятого выхода БУ 10, формирует биты синхропоследовательности и выдает их для формирования слотов синхронизации в пакетаторе 3.

С выхода пакетатора 3 блоки информации поступают на сигнальный вход Д1 4, на управляющий вход которого подается сигнал со второго выхода БУ 10, на основании которого блок информации в Д1 4 разделяется на М каналов, сигналы каждого из которых с соответствующих М выходов блока Д1 4 подаются на сигнальные входы соответствующих М кодеров 5₁-5_М, где происходит помехоустойчивое кодирование информационных битов слота. С выходов блоков 5₁-5_М кодированные информационные слоты подаются на соответствующие сигнальные входы M1 26, в котором на основании управляющего сигнала, приходящего с третьего выхода БУ 10, происходит мультиплексирование М кодированных сигналов в один кодированный сигнал.

Таким образом, с выхода M1 26 на первый, сигнальный вход модулятора 6 подается пакет информации, содержащий служебные слоты и кодированные информационные слоты.

В блоке 6 синхропоследовательность служебных слотов модулируется с помощью частоты передачи, полученной на первом выходе СЧ2 29 на основе второго кода ПСП, подаваемого на его сигнальный вход со второго выхода ГПСП 13, а кодированные информационные биты информационных слотов модулируются с помощью частоты передачи, полученной на первом выходе СЧ1 12 на основе первого кода ПСП, подаваемого на его сигнальный вход с первого выхода ГПСП 13. Причем скорость перестройки частоты в модуляторе 6 определяется на основании управляющего сигнала, приходящего с четвертого выхода БУ 10. Модулированный блок информации излучается в пространство с помощью АФБ1 7.

На приемном конце входной сигнал, представляющий собой смесь полезного сигнала и помех, принимается АФБ2 21, где происходит его разделение на служебные и информационные слоты.

Часть входного сигнала, содержащая служебные слоты, со второго выхода АФБ2 21 поступает на первый сигнальный вход БОЭС 22. Последовательность случайных элементов смеси преобразуется в БОЭС 22 в случайную последовательность решений о символах, соответствующих принятым элементам сигнала, с помощью частоты приема, полученной на втором выходе СЧ2 29 на основе второго кода ПСП, подаваемого со второго выхода ГПСП 13. Эта последовательность решений о символах в общем случае за счет действия помех не совпадает ни с одной из последовательностей символов элементов, которые использовались при формировании синхропоследовательностей в ГКП 9. В БОЭС 22 осуществляется оптимальная обработка смеси элемента сигнала и помехи, и на его выходе выдается последовательность решений о том, какой элемент синхропоследовательности (логический 0 или логическая "1") действовал, которая поступает на (К+1)-й сигнальный вход АКС2 28. Кроме того, полученная последовательность решений о символах поэлементно сравнивается с кодами ожидаемых синхропоследовательностей в соответствующих СС 23₁ -23_К.

Количество логических "1" на первых выходах СС 23₁-23_К, равное количеству совпадений в каждом канале, фиксируется соответствующими счетчиками 24₁-24_К и поступает на соответствующие входы АКС2 28, где происходит анализ качества канала синхронизации, результат которого подается на второй вход БУ 10. Кроме того, в результате сравнения в СС 23₁-23_К по взаимно-корреляционным функциям определяются начальные такты поступления информационных слотов в К каналах, которые со вторых выходов СС 23₁-23_К подаются на соответствующие сигнальные входы М3 25, в котором на основании сигнала, приходящего с десятого выхода БУ 10, происходит их мультиплексирование в один сигнал, подаваемый на второй сигнальный вход демодулятора 16.

Другая часть входного сигнала, содержащая информационные слоты, поступает на первый вход ПЧ 14, в котором происходит его преобразование на частоту приема, значение которой определяется на основе первого кода ПСП, подается на второй вход ПЧ 14 со второго выхода СЧ1 12.

Затем сигнал промежуточной частоты усиливается в УПЧ 15 и поступает на первый сигнальный вход демодулятора 16, где он демодулируется, причем скорость перестройки частоты определяется на основании управляющего сигнала, приходящего с восьмого выхода БУ 10. Причем точность демодуляции определяется точностью синхронизации тактовых импульсов из ГТИ 8 и сигнала из УПЧ 15, определяемой на основании сигнала из М3 25.

С выхода демодулятора 16 информационные слоты подаются на сигнальный вход Д2 17, на управляющий вход которого подается сигнал с шестого выхода БУ 10, на основании которого демодулированный сигнал в Д2 17 разделяется на М каналов, сигналы каждого из которых с соответствующих М выходов подаются на сигнальные входы соответствующих М декодеров 18₁ -18_М, где происходит декодирование помехоустойчивого кода информационных битов слота.

С выходов блоков 18₁-18_М декодированные информационные слоты подаются на соответствующие сигнальные входы М2 27, в котором на основании управляющего сигнала, приходящего с седьмого выхода БУ 10, происходит мультиплексирование М декодированных сигналов в один декодированный сигнал, который с выхода М2 27 подается в депакетатор 19, где происходит объединение в двоичную информационную последовательность, которая затем подается в ПИ 20, где преобразуется в форму выходного сигнала.

Кроме того, результаты декодирования, определенные декодерами 18₁-18 _М, поступают соответственно на М сигнальных входов АКС1 11, на (М+1)-й сигнальный вход которого подаются демодулированные информационные слоты с выхода демодулятора 16. В АКС 11 происходит анализ качества информационного канала, результат которого поступает на первый вход БУ 10.

БУ 10 вырабатывает управляющие сигналы на основе информации, поступающей на его первый и второй входы из соответствующих АКС 1 11 и АКС2 28.

ГТИ 8 подает на соответствующие блоки тактовые импульсы, определяющие начало каждой микрооперации, и синхронизирует работу устройства в целом.

Реализация блоков данного устройства может быть осуществлена с помощью цифровых устройств, известных из технической литературы.

Таким образом, устройство для реализации предлагаемого способа адаптивной передачи данных в радиолинии с псевдослучайной перестройкой рабочей частоты позволяет обеспечить значительное увеличение достоверности приема информации в условиях воздействия преднамеренных помех.

Источники информации

1. Патент РФ на изобретение № 2185029 "Радиолиния с псевдослучайной перестройкой рабочей частоты", Одоевский С.М., Ерышов В.Г., 2001 год.

2. Заявка РФ на изобретение № 2001102653 "Способ и устройство псевдослучайной перестройки рабочей частоты", Постников В.А., Шубенкин В.В., 2001 год.

3. Патент РФ на изобретение № 2097923 "Способ передачи дискретной информации в радиолинии с псевдослучайной перестройкой рабочих частот и устройство его реализующее" Булычев О.А.; Игнатов В.В.; Щукин А.Н., 1997.

4. Шумоподобные сигналы в системах передачи информации. Под ред. проф. В.Б.Пестрякова. М., "Сов. радио", 1973.

5. В.И.Тихонов. Статистическая радиотехника. М., "Сов. радио", 1966.

6. Феер. К. Беспроводная цифровая связь. Методы модуляции и расширения спектра: Пер.с англ. / под ред. В.И.Журавлева. - М., Радио и связь, 2000.