способ получения сигналов для спектрального анализа

Формула изобретения

Способ получения сигналов для спектрального анализа, в частности, детерминированных периодических последовательностей радиоимпульсов с варьируемой несущей частотой, основанный на преобразовании спектра принимаемого сигнала путем расширения длительности последнего, смешения полученного сигнала с линейно-частотно-модулированным колебанием гетеродинирования и последующего спектровременного сжатия в дисперсионной линии задержки, отличающийся тем, что расширение длительности принимаемого сигнала производят с помощью многоотводной линии задержки с эквидистантно распределенными выходами, выходные отклики с которой суммируют, а задержку между смежными выходами многоотводной линии задержки выбирают в кратном отношении к обратным величинам частот несущих колебаний радиоимпульсов, причем полную задержку сигнала в многоотводной линии задержки задают меньше периода следования радиоимпульсной последовательности, например, на порядок, по временному положению сжатых импульсов относительно запускающих импульсов генератора тактовых импульсов кодируют анализируемый радиоимпульс как логические единицу или ноль, производят регулировку времени задержки линейно-частотно-модулированного сигнала гетеродинирования до тех пор, пока не будет получено максимальное отношение сигнал/шум на входе порогового устройства, определяемое по максимуму амплитуды сжатого импульса.

Описание изобретения к патенту

Изобретение относится к области радиотехники и может быть использовано в спектроанализаторах и устройствах обнаружения детерминированных сигналов с применением согласованной фильтрации последних.

Согласованная фильтрация широко используется в различных радиотехнических устройствах (В.И.Тихонов, Оптимальный прием сигналов, М., Радио и связь, 1983). В радиолокационных системах широко используются широкополосные сигналы, сжатие которых осуществляют в согласованных фильтрах (Ч.Кук, М.Бернфельд, Радиолокационные сигналы, пер. с англ. под ред. В.С.Кельзона, М., Сов. радио, 1971). Спектровременные фильтры сжатия широкополосных сигналов выполняют на основе дисперсионных линий задержки (ДЛЗ), согласованных со спектром этих сигналов (С.С.Каринский, Устройства обработки сигналов на ультразвуковых поверхностных волнах, М., Сов. радио, 1975). На основе ДЛЗ выполняют параллельно-последовательные спектроанализаторы сигналов (В.И.Тверской, Дисперсионно-временные методы измерений спектров радиосигналов, М., Сов. радио, 1974). При этом для повышения отношения сигнал/шум на выходе согласованных фильтров периодически следующих импульсных радиосигналов используют когерентные или некогерентные накопители (Ю.С.Лезин, Оптимальные фильтры и накопители импульсных сигналов, М., Сов. радио, 1969).

Ближайшим аналогом заявляемого технического решения (прототипом) является устройство для анализа спектра сигналов, известное из патента РФ № 2040798 того же автора, опубликованного в бюл. № 21 от 27.07.1995 г., в котором импульсный радиосигнал записывают в некоторой запоминающей среде в реальном масштабе времени, а воспроизводят в существенно замедленном темпе, что соответственно сужает спектр такого сигнала и расширяет его длительность, после чего такой сигнал подвергают спектровременному анализу на основе использования ДЛЗ с длительностью импульсной характеристики, соизмеримой с длительностью преобразованного сигнала. Это позволяет повысить отношение сигнал/шум на выходе анализатора или обнаружителя детерминированных сигналов.

Недостатком известного устройства является сложность преобразования спектра сигналов с увеличением их длительности применительно к периодическим последовательностям радиоимпульсов с варьируемой несущей частотой, которые используются для передачи бинарной информации в системах сверхдальней связи и телеуправления.

Указанный недостаток известного устройства (прототипа) устранен в заявляемом способе спектрального анализа указанного класса радиосигналов. Целью изобретения является упрощение процедуры увеличения длительности принимаемых радиоимпульсов при сохранении их когерентности.

Поставленная цель достигается в способе спектрального анализа сигналов, в частности детерминированных периодических последовательностей радиоимпульсов с варьируемой несущей частотой, основанном на преобразовании спектра принимаемого сигнала путем расширения длительности последнего, смешения полученного сигнала с линейно-частотно-модулированным (ЛЧМ) колебанием гетеродинирования и последующего спектровременного сжатия в дисперсионной линии задержки (ДЛЗ), отличающемся тем, что расширение длительности принимаемого сигнала производят с помощью многоотводной линии задержки с эквидистантно распределенными выходами, выходные отклики с которой суммируют, а задержку между смежными выходами указанной линии задержки выбирают в кратном отношении к обратным величинам используемых несущих частот радиоимпульсов, причем полную задержку сигнала в указанной линии задержки задают меньше периода следования радиоимпульсной последовательности, например, на порядок.

Достижение поставленной цели в заявляемом техническом решении объясняется когерентностью сшивки откликов с многоотводной линии задержки в процессе их суммирования, поскольку задержки между смежными выходами линии задержки кратны периодам частот несущих колебаний радиоимпульсной последовательности. Сложение шумовых составляющих некогерентно, поскольку интервал времени корреляции шума значительно меньше обратной величины полосы пропускания усилителя просуммированного импульса, которая согласована с возросшей длительностью радиоимпульса. Это позволяет дополнительно увеличить отношение сигнал/шум на выходе указанного усилителя. Обработка каждого из входных радиоимпульсов происходит раздельно благодаря тому, что период следования радиоимпульсной последовательности превышает полное время задержки сигнала в многоотводной линии задержки.

Операционную сущность заявляемого способа рассмотрим на примере реализующего способ устройства, представленного на чертеже. Это устройство содержит последовательно соединенные входной малошумящий усилитель 1, многоотводную линию задержки 2 с N эквидистантно распределенными выходами, соответственно подключенными через компенсирующие усилители 3, 4, 5 к сумматору 6, полосовой усилитель 7, смеситель 8, широкополосный усилитель 9, дисперсионную линию задержки 10, пороговое устройство 11 и преобразователь «время-код» 12, причем ко второму выходу смесителя подключен генератор линейно-частотно-модулированного сигнала - ЛЧМ гетеродин 13, запуск которого осуществляется с первого выхода генератора тактовых импульсов 14 через устройство регулируемой временной задержки 15, а второй выход генератора тактовых импульсов соединен со вторым входом преобразователя «время-код».

Пусть в системе сверхдальней связи управление объектом или передача информации осуществляется последовательным бинарным кодом. Логической единице соответствует частота несущих колебаний f₁, а логическому нулю - частота f₂. Информация передается периодически следующими радиоимпульсами длительностью

_и с постоянным периодом Т. Так, передача байта данных 01100010 осуществляется восемью последовательными радиоимпульсами с варьируемой несущей частотой

f₂f ₁f₁f₂f₂f₂f ₁f₂ за время 8T. Полоса пропускания входного малошумящего усилителя 1 F₁ определяется длительностью радиоимпульсов _И и равна F₁=1/ _И. Энергия входного полезного сигнала W _С=Р_{С И}, где Р_С - мощность полезного сигнала на входе малошумящего усилителя 1. Если спектральная плотность шума G_Ш, определяемая параметрами входного малошумящего усилителя 1, то отношение сигнал/шум на входе последнего _ВХ=2W_C/G_Ш. При больших потерях полезного сигнала отношение сигнал/шум _ВХ может оказаться существенно меньше единицы, что исключает достоверный прием сигнала без специальной его обработки. Повышение отношения сигнал/шум достигается увеличением длительности полезного сигнала, для чего используется многоотводная линия задержки 2 с задержками между смежными выходами = _И с числом выходов N. При этом когерентная сшивка N откликов линии в сумматоре 6 достигается при условии, что =K/f₁=(К-1)/f₂ (при f₁ >f₂), где К>>1 - целое число, порядка 300, что соответствует условию Сифорова. Потери сигнала в многоотводной линии задержки компенсируются с помощью N компенсирующих усилителей 3, 4, 5, выходные сигналы которых суммируются когерентно в сумматоре 6, связанном с полосовым усилителем 7 с полосой пропускания F₂=1/N _И. Суммируемые шумовые компоненты складываются некогерентно, так как интервал корреляции шума, определяемый полосой пропускания F₁, существенно короче импульсной характеристики полосового усилителя 7, равной 1/ F₂, поскольку F₁/ F₂=N>>1. Следовательно, мощность полезного сигнала на выходе полосового усилителя возрастает в N раз, а мощность шума возрастает в N^1/2, и отношение сигнал/шум на выходе полосового усилителя возрастает в N^1/2, и оно будет равно _ПУ=N^1/2 _ВХ.

Преобразованный по длительности сигнал подается на смеситель 8 на гетеродинный вход которого подается линейно-частотно-модулированное колебание с выхода ЛЧМ гетеродина 13. При этом на выходе смесителя 8 образуется ЛЧМ сигнал-эквивалент, поступающий через широкополосный усилитель 9 на дисперсионную линию задержки 10, согласованную с ЛЧМ сигналом-эквивалентом. Отметим, что собственный шум широкополосного усилителя практически не ухудшает отношение сигнал/шум на входе ДЛЗ 10, поскольку уровень ЛЧМ сигнала-эквивалента существенно больше уровня шума широкополосного усилителя 9.

ЛЧМ гетеродин 13 запускается с выхода генератора тактовых импульсов 14 с периодом следования импульсов Т_ТАКТ=Т, что позволяет обрабатывать раздельно каждый из последовательности входных радиоимпульсов при условии, что

Т>N + t_OX, где t_OX - время обратного хода в ЛЧМ гетеродине 13.

ДЛЗ 10 выбирается с импульсной характеристикой _ЛЗ, длительность которой соизмерима с длительностью преобразованного сигнала N , а полоса пропускания

F_ЛЗ выбрана максимально возможной по условиям технологического изготовления. При этом база В ДЛЗ 10 равна произведению длительности импульсной характеристики на полосу пропускания В= _ЛЗF_ЛЗ. Как известно, при сжатии ЛЧМ сигнала-эквивалента в ДЛЗ 10 повышается отношение сигнал/шум в В^1/2 раз, так что результирующее отношение сигнал/шум на входе порогового устройства 11 _ВЫХ=(BN)^1/2 _ВХ. Длительность сжатого импульса на выходе ДЛЗ 10 равна _СЖ=1/F_ЛЗ. После ограничения сжатого сигнала по минимуму в пороговом устройстве 11 очищенный от шума сигнал подается на вход преобразователя «время-код» 12. Временное положение сжатого сигнала относительно импульса запуска в генераторе тактовых импульсов 14, второй выход которого соединен со вторым входом преобразователя «время-код», как известно, определяется частотой несущих колебаний f входных радиоимпульсов. Различие частот несущих колебаний f=f₁-f₂=1/ =1/ _И. Поскольку F_ЛЗ>> f, то сжатые импульсы при обработке радиоимпульсов с частотами f₁ и f₂ надежно различаются по своему временному положению, что и позволяет в преобразователе «время-код» 12 по временному положению сжатых импульсов (относительно запускающих импульсов генератора тактовых импульсов 14) кодировать анализируемый радиоимпульс как логические единицу или ноль.

Поскольку момент времени прихода на вход устройства является в общем случае неопределенным, то есть не совпадающим с моментом запуска ЛЧМ гетеродина 13, то оптимальная обработка входных радиоимпульсов достигается регулировкой (однократно при данной дальности от источника излучения) времени задержки ЛЧМ сигнала гетеродинирования в устройстве регулируемой временной задержки 15. Регулировку производят до тех пор, пока не будет получено максимальное отношение сигнал/шум на входе порогового устройства 11, определяемое по максимуму амплитуды сжатого импульса.

Рассмотрим пример реализации рассмотренного устройства.

Пусть периодическая последовательность радиоимпульсов длительностью _И=1 мкс с периодом их следования Т=1 мс с двумя несущими частотами f₁=300 МГц (логическая единица) и f₂=299 МГц (логический ноль) при К=300. Пусть многоотводная линия задержки 2 имеет N=100 выходов с временной разницей задержек между смежными выходами =1 мкс. Пусть ДЛЗ 10 имеет длительность импульсной характеристики _ЛЗ=100 мкс и полосу пропускания F_ЛЗ =10 Мгц (база ДЛЗ В=1000). Тогда длительность сжатых импульсов _СЖ=0,1 мкс, что позволяет надежно разделить временные положения сжатых импульсов, интервал между которыми составляет 10 мкс. Отношение сигнал/шум на выходе ДЛЗ 10 при заданных параметрах, в первом приближении, равен _ВЫХ=(BN)^1/2 _ВХ=316 _ВХ, то есть отношение амплитуды сжатого импульса к среднеквадратическому уровню шума увеличивается на 50 дБ, что позволяет надежно принимать радиосигналы, практически полностью неразличимые на входе устройства из-за шума входного малошумящего усилителя 1. Скорость частотной перестройки в ЛЧМ гетеродине 13 V_f=F_ЛЗ/ _ЛЗ=10¹¹ Гц/с. При скорости распространения ультразвуковой волны в ДЛЗ 10 =3,2 мм/мкс полная длина звукопровода этой ДЛЗ несколько более 320 мм. Встречно-штыревые преобразователи ДЛЗ 10 напылены на ее подложке, выполненной, например, из кристалла пьезокварца со срезом, обеспечивающим наилучшую термоустойчивость. Этот же материал используется и в многоотводной линии задержки 2, что определяет достижение когерентной сшивки откликов в сумматоре 6 в условиях изменяющейся окружающей температуры. Длина звукопровода многоотводной линии задержки 2 имеет такой же порядок, как и ДЛЗ 10.

Полоса пропускания входного малошумящего усилителя 1 F₁=1 МГц, а спектральная плотность шума может быть задана как G=10^-19 Вт/Гц, то есть среднеквадратическая мощность шума равна Р_Ш=10^-13 Вт. Если для выделения сигнала на входе порогового устройства 11 достаточно иметь превышение уровня сжатых импульсов над среднеквадратическим уровнем шума, равное 10, то это означает, что минимальная мощность полезного сигнала на входе устройства (от антенны) minP_ВХ =3,16·10^-16 Вт, то есть чувствительность приемного устройства составляет 155 дБ.

Полоса пропускания в полосовом усилителе 7 задается равной F₂=10 кГц. Так как используемые для передачи информации несущие частоты 300 МГц и 299 МГц различаются на 1 Мгц, то в полосовом усилителе 7 следует использовать два параллельно работающих кварцевых фильтра с полосой пропускания в каждом 10 кГц и центральными частотами соответственно 300 МГц и 299 МГц.

Перестройка частоты в ЛЧМ гетеродине 13 со скоростью 10¹¹ Гц/с осуществляется в диапазоне шириной около 12 МГц, то есть в течение времени порядка 120 мкс, которое значительно короче периода следования радиоимпульсов Т=1 мс. Это обстоятельство и объясняет необходимость подстройки моментов запуска ЛЧМ гетеродина 13 с помощью регулируемого устройства задержки 15. Для уменьшения диапазона перестройки указанной временной задержки частоту запускающих импульсов в генераторе тактовых импульсов 14 следует увеличить в пределе до восьми раз при указанных характеристиках устройства, но кратность такого увеличения должна быть целочисленной. Например, при частоте тактовых импульсов F_Т=8 кГц перестройка ЛЧМ гетеродина 13 занимает полосу 12 МГц от 234 МГц до 246 МГц. При этом ЛЧМ сигнал-эквивалент на выходе смесителя 8 по частоте изменяется от 66 МГц до 54 МГц при несущей частоте f₁ =300 МГц или от 65 МГц до 53 МГц при несущей частоте f₂ =299 МГц. При этом широкополосный усилитель 9 имеет полосу пропускания F₃=13 МГц с центральной частотой 60 МГц, соответствующей центральной частоте полосы пропускания ДЛЗ 10.

Устройство преобразования «время-код» 12 имеет различные варианты исполнения, например, на основе сравнения временных интервалов между моментами возникновения сжатых импульсов на выходе порогового устройства 11 и импульсов от генератора тактовых импульсов 14.

Таким образом, предложенная совокупность операций когерентного увеличения длительности радиоимпульсов с варьируемыми по бинарному закону несущими частотами с последующим ЛЧМ преобразованием и спектровременным сжатием полученного сигнала в дисперсионной линии задержки отвечает решению поставленной цели изобретения.