способ или ofdm-устройство для sc-fdma-передачи данных

Формула изобретения

1. Способ для передачи данных множественного доступа с частотным разделением с одной несущей (SC-FDMA), содержащий

отображение последовательности входных данных (x(i), i=1, 2, 3, , N) на первое число (N) первых частотных каналы (f(1), f(2), f(3), , f(N)) в первом частотном диапазоне, причем входные данные (x(i) отображаются на первые частотные каналы для формирования первых преобразованных сигналов данных (y(i), i=1, 2, 3, , N); отображение первых преобразованных сигналов данных (y(i)) на второе число вторых частотных каналов (f(1)*, f(2)*, f(3)*, , f(N)*, , f(Nc)*) во втором частотном диапазоне, причем второе число (Nc) больше, чем первое число (N), первые преобразованные данные (y(i)) отображаются на вторые частотные каналы для формирования вторых преобразованных сигналов данных;

выполнение инверсного преобразования над вторыми преобразованными сигналами данных, причем инверсное преобразование формирует последовательность сигналов данных; и

передачу последовательности сигналов данных;

при этом первые преобразованные сигналы данных (y(i)) отображаются в частотный диапазон (f(i+1)*, , f(i+N)*) вторых частотных каналов (f(1)*, f(2)*, f(3)*, , f(N)*, , f(Nc)*) таким образом, что постоянная составляющая (y(1)) для f(1) первых преобразованных сигналов данных (y(i)) отображается посредине внутри частотного диапазона (f(i+1)*, , f(i+N)*).

2. Способ по п.1, в котором частотный диапазон (f(i+1)*, , f(i+N)*) вторых частотных каналов (f(1)*, f(2)*, f(3)*, , f(N)*, , f(Nc)*) формируется посредством следующих непосредственно друг за другом некоторого числа вторых частотных каналов, равного первому числу частот.

3. Способ по п.1, в котором первые преобразованные сигналы данных (y(i)) отображаются на непосредственно смежные частотные каналы (f(i+1)*, , f(i+N)*) из вторых частотных каналов.

4. Способ по п.1, в котором первые преобразованные сигналы данных (y(i)) отображаются с циклическим сдвигом в частотный диапазон (f(i+1)*, , f(i+N)*) вторых частотных каналов (f(1)*, f(2)*, f(3)*, , f(N)*, , f(Nc)*).

5. Способ по п.1, в котором первая половина преобразованных сигналов данных (y(i), i=1, 2, , N/2) отображается, включая постоянную составляющую (y1), в частотном диапазоне (f(i+1)*, , f(i+N)*) вторых частотных каналов (f(1)*, f(2)*, f(3)*, , f(N)*, , f(Nc)*) вслед за второй половиной первых преобразованных сигналов данных (y(i), i=N/2, , N).

6. Способ по п.5, в котором

первая половина первых преобразованных сигналов данных (y(i), i=1, 2, , N/2) отображается, включая постоянную составляющую (y1), на первые элементы вторых частотных каналов (f(l)*, f(2)*,..., f(N/2)*), и

вторая половина преобразованных сигналов данных (y(i), i=N/2, , N) отображается на последние элементы вторых частотных каналов (f(N-1/2)*, , f(Nc)*) и затем выполняется циклический сдвиг в частотный диапазон (f(i+1)*, , f(i+N)*).

7. Способ по п.1, в котором первая половина первых преобразованных сигналов данных (y(i), i=1, 2, , N/2) подлежит такому спектральному расширению для отображения в частотный диапазон (f(i+1)*, , f(i+N)*, f(i+N+1)*, , F(i+2N)*) вторых частотных каналов (f(1)*, f(2)*, f(3)*, , f(N)*, , f(Nc)*) посредством периодического повторного использования первых преобразованных сигналов данных, что во втором частотном диапазоне возникает избыточность.

8. Способ по п.7, в котором

при спектральном расширении первая половина первых преобразованных сигналов данных (y(i), i=1, 2, , N/2) отображается как первый блок в частотный диапазон (f(i+1)*, , f(i+N)*) вторых частотных каналов (f(1)*, f(2)*,f(3)*, , f(N)*, , f(Nc)*) и

первая половина первых преобразованных сигналов данных (y(i), i=1, 2, , N/2) отображается как другой блок избыточным образом за первым блоком в частотный диапазон (f(i+N+1)*, , F(i+2N)*) вторых частотных каналов (f(1)*, f(2)*, f(3)*, , f(N)*, , f(Nc)*), причем постоянная составляющая (y(1)) отображается в переходную область между первым и вторым блоками.

9. Способ по п.1, в котором выполняется фильтрация в частотной области.

10. Способ для обработки данных, передаваемых согласно способу по п.1, содержащий

преобразование передаваемых сигналов данных (z(i)) в частотную область вторых частотных каналов для формирования вторых преобразованных сигналов данных и

выполнение инверсного отображения вторых преобразованных сигналов данных на первое число первых частотных каналов (f(1), f(2), f(3), , f(N)).

11. Способ по п.1, в котором для отображения последовательности входных данных (x(i), i=1, 2, 3, , N) на первое число (N) первых частотных каналов (f(1), f(2), f(3), , f(N)) в первом частотном диапазоне и для выполнения инверсного преобразования над вторыми преобразованными сигналами данных используется дискретное или быстрое преобразование Фурье.

12. Способ для передачи данных множественного доступа с частотным разделением с одной несущей (SC-FDMA), содержащий

предоставление последовательности входных данных (x(i), i=1, 2, 3, , N) или последовательности сигналов данных с некоторой длиной значений данных;

увеличение соответствующего числа (N) выборок на коэффициент (F) для сверхдискретизации и формирование из этого огибающей; и

умножение огибающей во временной области на среднее колебание поднесущей или среднюю частоту поднесущей exp(j2 kN_center/N) для последовательности входных данных.

Описание изобретения к патенту

Область техники

Изобретение относится к способу для SC-FDMA-передачи данных с признаками ограничительной части пункта 1 или 12 формулы изобретения, к OFDM-устройству с устройством управления или компонентами, которые выполнены и/или управляются для осуществления этого способа.

Уровень техники

В мобильных радиосистемах, в частности системах мобильной радиосвязи, передачи в восходящем направлении, то есть от мобильной станции к стационарной базовой станции, часто ограничены мощностью мобильной станции или соответствующего терминала. Другими ограничивающими факторами являются временная дисперсия и взаимные помехи. Портативные устройства должны иметь минимально возможное потребление мощности, при этом передавать данные на дальность в несколько километров. Усилитель мощности в таких портативных устройствах является в этой связи проблематичным компонентом, так как линейность усиления мощности должна покрывать оба аспекта, динамику усиления канала и динамику мощности современных, опирающихся на радиосвязь схем передачи, которые базируются на мультикодовой передаче с множеством несущих. Комбинация их физических ресурсов уровня, то есть кодов или поднесущих, обычно повышает динамику мощности, хотя элементарные волновые формы имеют постоянную мощность, как это известно, например, из [1] J.-P. Javaudin, C.Dubuc, D.Lacroix, M. Earnshaw, An OFDM evolution for the UMTS high speed downlink packet access , Proc. IEEE http://ieeexplore.ieee.org/xpl/RecentCon.jsp?punumber=9623, vol. 2, pp. 846-850, 2004.

Для эффективной по мощности связи в общем случае желательна минимальная динамика мощности. В этом аспекте может быть уменьшено упреждение (потери выходной мощности усилителя в режиме насыщения) в рабочей точке усилителя, и эффективность усилителя может быть улучшена, как это известно из [2] J.Tubbax, B.Come, L.Van der Perre, L.Deneire, S.Donnau, M.Engels, OFDM versus Single Carrier with Cyclic Prefix: A system-based comparison , Proc. IEEE

http://ieeexplore.ieee.org/xpl/RecentCon.jsp?punumber=7588, vol. 2, pp. 1115-1119, 2001. С тем же самым усилителем терминалы могут перекрывать большее расстояние.

Для передачи с одной несущей (SC-передача) известно, что она имеет лишь незначительную динамику мощности. Для простой коррекции канала передачи она может комбинироваться с циклическим расширением, как это известно из публикации [3] C.Desset, B.Come, B.Debaillie, J.Driessche, J.Tubbax, W.Eberle, J.W.Weijers, Constant Envelope Modulation Techniques for Non-Linear Front-Ends , доступной из "http://www.imec.be/pacwoman/", Deliverables/WP4/WP4.2-IMEC-D4.2.1_constant_envelope_technique es0-12-01-2004-V1.0.doc, и указанных в ней ссылок. Новейшая теория информации показывает ([4] A.Goldsmith, P.Varaiya, Capacity of fading channels with channel side information , IEEE Trans. Inf. Theory, vol. 43, Nov. 1997), что разнесение может использоваться в каналах, основанных на радиосвязи, за счет того, что сигналы в спектральной области посылаются с лучшим качеством передачи.

Для применения распределения ресурсов частотной области по множеству пользователей SC-передача в настоящее время развивается в схему множественного доступа, которая использует преимущества разнесения как по множеству путей, так и по множеству пользователей. Как результат, в документе [5] 3GPP TR 25.814 V7.0.0 (2006-06), доступном через "http://www.3gpp.org", был предложен множественный доступ с частотным разделением с одной несущей (SC-FDM) для передач в обратном направлении в долгосрочном развитии сотовых сетей доступа в Проекте партнерства 3-го поколения (3GPP).

Общеизвестными являются концепции виртуальных антенн согласно [8] D. Samardzija, P. Wolniansky, J.Ling, Performance evaluation of the VBLAST algorithm in W-CDMA systems , Proc. Vehicular Technology Conference,

"http://ieeexplore.ieee.org/xpl/RecentCon.jsp?punumber=7588", vol. 2, pp. 723-727, 2001, причем они позже целесообразным способом использовались для корректного детектирования SC-FDMA сигналов.

Примерный алгоритм для реализации дискретного преобразования Фурье с применением так называемого циклического алгоритма взаимного основного фактора (MPFCA) известен, например, из [10] S.D. Morgera, Efficient synthesis and implementation of large discrete Fourier transforms , SIAM Journal Comput., vol.9, No. 2, pp. 251-272, 1980.

Кроме того, общеизвестными являются различные аспекты обработки данных и передачи данных из документа [6] K. Gentile, The care and feeding of digital, pulse-shaping filters , доступного через "http://www.rfdesign.com", [7] H.G.Myung, J. Lim, D.J. Goodman, Peak-to-average power ratio of single carrier FDMA signals with pulse shaping , Proc. IEEE PIMRC, 11-14 Sep. 2006, Helsinki, Finland, и [9] H.Chen, V. Jungnickel, V.Pohl, C. von Helmolt, A multicode space-frequency RAKE receiver , Proc. 38^th Asilomar Conference, "http://ieeexplore.ieee.org/xpl/RecentCon.jsp?punumber=9626", vol. 1, pp. 672-676, 2004.

Таким образом, в настоящее время принимается в расчет SC-FDMA передача с применением DFT блока предкодирования (DFT: дискретное преобразование Фурье) и непосредственного отображения результата на поднесущие следующего IFFT входного сигнала (IFFT: обратное быстрое преобразование Фурье). Это предоставляет преимущества совместно со спектрально эффективными форматами модуляции, причем, однако, в связи с эффективными по мощности схемами модуляции усиление предкодирования может быть снижено, или им даже можно пренебречь.

Задача изобретения

Задача изобретения состоит в том, чтобы предложить способ SC-FDMA передачи данных, который обеспечивает возможность менее затратной обработки данных и снижение потребления мощности, особенно мобильных передающих устройств. Кроме того, должно быть предложено OFDM-устройство с устройством управления или компонентами, которые выполнены и/или управляются для осуществления такого способа.

Раскрытие изобретения

Эта задача решается способом SC-FDMA передачи данных с признаками п.1 или 12 формулы изобретения или OFDM-устройством с устройством управления или компонентами, которые выполнены и/или управляются для осуществления такого способа. Предпочтительные варианты осуществления представлены в зависимых пунктах формулы изобретения.

Предпочтительным образом согласно способу SC-FDMA передачи данных, при котором последовательность входных данных посредством дискретного преобразования в виде преобразованных сигналов данных кодированных и модулированных сигналов данных преобразуется в первые частотные каналы в первую частотную область на первое число частот, преобразованные данные или сигналы данных отображаются на вторые частотные каналы во второй частотной области с большим вторым числом частот, преобразованные данные на вторых частотных каналах посредством обратного преобразования преобразуются обратно, и преобразованные обратно таким образом сигналы данных предоставляются для передачи. Исходя из этого преобразованные сигналы данных преобразуются в частотный диапазон вторых частотных каналов таким образом, что постоянная составляющая преобразованных сигналов данных отображается посредине внутри отведенного частотного диапазона во второй частотной области. При этом под отображением понимается, в частности, прямая передача путем копирования, сдвига из одного запоминающего устройства в ячейки памяти другого запоминающего устройства и, факультативно, также отображение с помощью матрицы отображения.

Частотный диапазон вторых частотных каналов предпочтительным образом образуется посредством, в частности, следующих непосредственно друг за другом некоторого числа вторых частотных каналов, равного первому числу частот преобразованных сигналов данных.

Преобразованные сигналы данных предпочтительно отображаются на, в частности, непосредственно смежные друг другу частотные каналы вторых частотных каналов.

Преобразованные сигналы данных могут отображаться в частотный диапазон вторых частотных каналов циклическим сдвигом. Простым способом это может осуществляться посредством операции сдвига внутри ЗУ или области ЗУ. Более затратным, но несмотря на затраты предпочтительным является также отображение с использованием, например, матрицы отображения.

Первая половина преобразованных сигналов данных может, включая постоянную составляющую в частотном диапазоне вторых частотных каналов, отображаться вслед за второй половиной преобразованных сигналов данных. При этом предпочтительным образом первая половина преобразованных сигналов данных, включая постоянную составляющую в частотном диапазоне вторых частотных каналов, отображается на первые из вторых частотных каналов, а вторая половина преобразованных сигналов данных отображается на последние из вторых частотных каналов, и затем выполняется общий циклический сдвиг всех используемых частотных каналов в отведенный частотный диапазон.

Преобразованные сигналы данных предпочтительным образом для отображения в частотный диапазон вторых частотных каналов таким образом спектрально расширяются, что во второй частотной области возникает избыточность. Предпочтительным образом при расширении преобразованные сигналы данных как первый блок отображаются в частотный диапазон вторых частотных каналов, и преобразованные сигналы данных как другой блок избыточным образом отображаются в частотный диапазон вторых частотных каналов, причем постоянная составляющая отображается в переходную область обоих блоков. Понятие спектрального расширения должно при этом пониматься в широком смысле, также в смысле расширения, причем это не ограничивается расширением, известным из мобильной радиосвязи. В частности, под ним также понимается то, что спектр, в котором посылаются сигналы данных, расширяется посредством периодического повторного применения преобразованных сигналов данных, так что во второй частотной области добавляется избыточность.

Предпочтительным образом в частотном диапазоне выполняется дополнительная фильтрация.

Предпочтительным является, в частности, способ для обработки данных, передаваемых согласно подобному способу, при котором передаваемые сигналы данных преобразуются посредством преобразования в частотную область, посредством обратного способа отображаются на первые частотные каналы первой частотной области на первое число частот и посредством обратного преобразования преобразуются обратно.

Для преобразования и обратного преобразования можно в расчете на минимальные затраты на обработку данных предпочтительным образом применять преобразование Фурье, в частности дискретное или быстрое преобразование Фурье.

Эквивалентно этому предпочтительным является способ для SC-FDMA-передачи данных, при котором предоставляется последовательность входных данных или последовательность сигналов данных с некоторой длиной значений данных, некоторое соответствующее этому число N выборок повышается на коэффициент для сверхдискретизации, и во временной области выполняется умножение образованной отсюда огибающей на среднее колебание поднесущей или среднюю частоту поднесущей, в частности, согласно выражению exp(j2 kN_Mitte/N), последовательности входных данных. После повышения числа значений выборок проводится, в частности, RRC-фильтрация с коэффициентом фильтра, причем значение коэффициента фильтра установлено предпочтительно в диапазоне 0,5 <1,0, в частности в диапазоне 0,6 0,8. Перед умножением предпочтительным образом извлекается последовательность передачи данных.

Подлежащие передаче данные передаются особенно предпочтительным образом как данные, модулированные посредством BPSK или QPSK. Однако таким способом могут также передаваться данные, модулированные другими способами модуляции, причем согласно первым исследованиям, в частности, при способе модуляции с постоянной амплитудой может достигаться особенно предпочтительный результат по сравнению с известными способами.

Предложенный способ или устройство касается, таким образом, полной цепи передачи-приема для SC-FDMA-передачи по основанным на радиосвязи многолучевым каналам с замиранием, в которых применяется дополнительное спектральное расширение и сжатие, а также специальное отображение сигналов на поднесущие в желательном блоке ресурсов. За счет этого по сравнению с обсуждаемым в 3GPP решением достигается дополнительное снижение динамики мощности.

С помощью такого способа, таким образом, решается важная проблема при отображении на несущие, то есть при отображении на несущие ресурса передачи. Хотя невыгодным образом при этом, однако, несколько повышается требуемая для передачи ширина полосы, однако при этом предпочтительным образом обеспечивается то, что применяется любым образом масштабируемая ширина полосы. Существенным преимуществом является заметное улучшение отношения пиковой мощности к средней мощности.

Краткое описание чертежей

Пример выполнения описывается далее со ссылками на чертежи более подробно. На чертежах показано:

фиг. 1 - схематичное представление для иллюстрации различных шагов обработки данных для подготовки передачи данных,

фиг. 2 - альтернативный по сравнению с фиг. 1 способ,

фиг. 3 - представление примерных компонентов для реализации подобной обработки данных с фильтрацией во временной области для предоставления подлежащих передаче данных,

фиг. 4 - компоненты приемного устройства для приема данных, обработанных согласно фиг. 3,

фиг. 5 - конфигурация компонентов на передающей стороне согласно альтернативной форме выполнения,

фиг. 6 - компоненты на стороне приемника для обработки сигналов данных, предоставленных согласно фиг. 5,

фиг. 7 - кривые, иллюстрирующие эффективность такого способа.

Осуществление изобретения

На фиг. 1 показан первый вариант способа обработки данных, которые передаются посредством SC-FDMA-передачи от устройства ТХ на стороне передатчика к устройству RX на стороне приемника. В случае устройства ТХ на стороне передатчика речь идет предпочтительно о мобильном терминале, например устройстве мобильной связи. В случае устройства RX на стороне приемника речь идет предпочтительно о стационарной станции, в особенности о базовой станции сети мобильной связи. Передача от устройства ТХ на стороне передатчика к устройству RX на стороне приемника происходит предпочтительно, но не обязательно, через основанное на радиосвязи соединение или через радиоинтерфейс V, которое устанавливается посредством антенн, соотнесенных с этими обоими устройствами ТХ, RX. Как устройство ТХ на стороне передатчика, так и устройство RX на стороне приемника обычно включают в себя множество известных самих по себе компонентов, которые предпочтительным образом могут быть выполнены и/или запрограммированы также для выполнения описанного предпочтительного варианта способа. В частности, такие компоненты могут представлять собой элементы памяти, процессоры и, при необходимости, другие схемные элементы.

На подготовительном этапе а0 способа предоставляется последовательность входных данных x(i), i=1, 2, 3, , N в предпочтительно временной последовательности, то есть в дискретные моменты времени t(1), , t(N), как это схематично показано по времени t. При этом речь идет о входных данных x(i), предоставленных как модулированные и предпочтительно также как кодированные сигналы данных.

На первом этапе (а) собственно способа эта последовательность дискретных входных данных x(1), , x(N) в первой частотной области преобразуется в первое число частот первых частотных каналов f(1), f(2), f(3), ..., f(N), причем число частотных каналов предпочтительно соответствует числу N выборок. Это осуществляется посредством преобразования входных данных x(i), причем для такого преобразования предпочтительным является быстрое или предпочтительно дискретное преобразование Фурье (DFT). Это представлено взаимосвязанным блоком над частотой f первой частотной области для определенного момента времени tx. В случае использования дискретного преобразования Фурье DFT и особенно в случае использования быстрого преобразования Фурье число первых частотных каналов f(1), , f(N/2), , f(N) соответствует числу N в последовательности входных данных x(1), , х(N). При этом обычным для преобразования Фурье образом первое преобразованное значение данных y(1) в первом частотном канале (f1) соответствует постоянной составляющей DC или составляющей постоянного напряжения.

На втором этапе (b) способа взаимосвязанный блок разделяется на первый блок А и второй блок В. Затем осуществляется отображение преобразованных сигналов данных или данных y(i) во вторые частотные каналы f(1)*, f(2)*, , f(N)*, , f(Nc)* во второй частотной области с большим вторым числом Nc частот, чем число частот, соответствующее числу N, первой частотной области. При этом отображение производится так, что преобразованные значения данных y(1), , y(N/2-1) первого блока А отображаются на непосредственно смежные частотные каналы f(1)*, , f(N/2-1)* второй частотной области, а смежные друг с другом преобразованные данные y(N/2), , y(N) второго блока В отображаются также на непосредственно смежные друг с другом частотные каналы f(N/2)*, , f(Nc)* второй частотной области.

В случае приведенного для примера варианта способа по фиг. 1 отображение во вторую частотную область происходит таким образом, что преобразованные данные y(1), , y(N/2-1) первого блока А отображаются на соответствующее число первых частотных каналов f(1)*, , f(N/2-1)* второй частотной области, а преобразованные данные y(N/2), , y(N) второго блока В отображаются также на последние или самые высокие по значению частотные каналы f(N/2)*, , f(Nc)* второй частотной области, как это изображено над частотой f* второй частотной области. За счет этого отображения оба частотных блока, с точки зрения алгоритма для проведения, в частности быстрого преобразования Фурье или дискретного преобразования Фурье, располагаются снова как взаимосвязанный блок, причем преобразованные данные y(N/2), , y(N) второго блока В расположены теперь перед преобразованными данными y(1), , y(N/2-1) первого блока А. В частности, в таком едином блоке постоянная составляющая DC или первое значение данных y(1) располагается или отображается в середине между остальными значениями данных обоих блоков В, А.

На факультативном третьем этапе (d) способа осуществляется еще одно отображение преобразованных и перенесенных во второй частотный диапазон данных y(N/2), , y(N), y(1), , y(N/2-1) в предпочтительный для последующей передачи частотный диапазон f(i+N)*, , f(i+N/2)*, , f(i+N)*. Этот диапазон может представлять собой, например, частотный диапазон, который на применяемом радиоинтерфейсе позволяет ожидать особенно низкие помехи по сравнению с иными частотными диапазонами. Возможным является также соответствующий сдвиг в специальный частотный диапазон, который был предназначен для передающего устройства.

Затем выполняется обратное преобразование Фурье, в частности обратное дискретное преобразование Фурье или обратное быстрое преобразование Фурье IFFT, второй частотной области, то есть всех данных по вторым частотным каналам f(1)*, , f(Nc)*, чтобы преобразованные или отображенные данные обратно преобразовать во временную область и во временной области обеспечить их как подлежащий передаче сигнал или данные или передать через радиоинтерфейс V.

Хотя особенно предпочтительный вариант способа состоит в том, чтобы на втором этапе осуществить отображение преобразованных данных y(N/2), , y(N) второго блока В на более высокие по значению частотные каналы и затем простой циклический сдвиг всех преобразованных данных в желательный для передачи частотный диапазон, в принципе также возможно непосредственное отображение преобразованных в первый частотный диапазон данных y(1), , y(N) в желательный частотный диапазон f(i+1)*, , f(i+N)* второго частотного диапазона. Специальная конфигурация с постоянной составляющей или первым преобразованным значением данных y(1) в центральном положении между остальными значениями данных может при этом факультативно осуществляться также с использованием соответствующей матрицы отображения.

В устройстве RX на стороне приемника переданные таким образом данные подвергаются обратному преобразованию и обратному отображению, для чего применяется вновь преобразование Фурье и затем соответствующее обратное отображение. В преобразованных тем самым и обратно отображенных данных постоянная составляющая DC как первое значение данных y(1) находится над первым частотным каналом f(1) в первой частотной области, а значение y(N) данных с максимальным значением - над соответствующим частотным каналом f(N) в первой частотной области. Разумеется, нужно исходить из того, что при этом восстановлении обеспечиваются не точно те же самые данные, которые были на первом этапе способа сформированы на стороне передатчика, так как на трассе распространения обычно проявляются изменения и помехи в передаваемом сигнале. Часть этих изменений может быть восстановлена за счет коррекции канала, однако остается еще более или менее сильное изменение шумов. Без шумов, однако, передаваемые сигналы во втором частотном диапазоне полностью восстанавливаются перед применением специального процесса детектирования для SC-FDMA. Эти прошедшие преобразование Фурье, скорректированные и обратно отображенные сигналы данных или данные y(1), , y(N) в устройстве RX на стороне приемника предоставляются тем самым как входные значения для обратного преобразования Фурье, например обратного дискретного преобразования Фурье DIFT.

Разумеется, на всех стадиях способа может проводиться дополнительная обработка данных. В частности, может предприниматься фильтрация данных в частотном диапазоне. Также могут применяться иные способы, известные в обработке данных для данных, передаваемых через радиоинтерфейс, для оптимизации сигнала и/или для назначения определенных временных сегментов, кодов и/или частот известным образом и могут комбинироваться с вышеописанными этапами способа описываемой обработки данных.

Со ссылкой на фиг. 2 описан второй приведенный для примера вариант способа, причем далее описываются только отличия от первого варианта способа, а в других аспектах даются ссылки на вариант выполнения по фиг. 1.

Согласно фиг. 2 соответствующий второй этап с способа состоит в том, что расширение преобразованных дискретных данных y(1), , y(N) при отображении во вторую частотную область или после этого отображения выполняется таким образом, что возникает избыточность. Как показано, для этого преобразованные данные y(1), , y(N) полностью переносятся на первые N частотных каналов f(1)*, , f(N/2)* второго частотного диапазона. Дополнительно все преобразованные данные y(1), , y(N) переносятся на последние N частотных каналов f(Nc-N)*, , f(Nc)* второго частотного диапазона. Тем самым вновь обеспечивается то, что постоянная составляющая y(1) размещается в центре между остальными преобразованными и отображенными данными. Предпочтительным образом при отображении на задние частотные каналы с числом N постоянная составляющая DC или y(1) не передается совместно или отфильтровывается посредством функции фильтрации F°.

Факультативно на третьем этапе d способа все отображенные, преобразованные и избыточные расширенные данные y(2), , y(М), y(1), y(2), , y(N) могут быть снова отображены в желательный для последующей передачи частотный диапазон в пределах второй частотной области, предпочтительно циклическим сдвигом.

В устройстве RX на стороне приемника происходит преобразование в частотный диапазон, так что на соответствующем этапе d^o способа на стороне приемника, исключая изменения, вызванные собственно передачей, в идеальном случае предоставляются данные, которые предоставлены после третьего этапа d способа обработки на стороне передатчика. Из этих данных осуществляется обратное отображение на число частот первых частотных каналов f(1), , f(N) первой частотной области таким образом, что постоянная составляющая DC снова как первое значение данных y(1) соответствует первой частотной несущей f(1).

Для устранения избыточности можно использовать известное само по себе объединение с максимальным отношением (MRC) или так называемое Joint (совместное) MIMO (множество входов и множество выходов). Так, например, восстановление может осуществляться посредством трех отводов vs, которые отводят на расстоянии числа частот или числа N данные второго частотного диапазона f* и восстанавливают соответствующее значение данных в первом частотном диапазоне частоты f. Предпочтительным образом такая реконструкция может проводиться в процессоре Р, который также используется для другой обработки данных в устройстве на стороне приемника. Наконец, на втором показанном этапе е обработки на стороне приемника вновь предоставляются входные значения для обратного преобразования Фурье, в частности обратного дискретного преобразования Фурье IDFT, чтобы получить данные во временной области.

Варианты способа согласно фиг. 1 и фиг. 2 являются тем самым строго ориентированными на классическую реализацию принципа SC-FDMA, причем они, однако, применяют типовой DFT- и IDFT-блок предпочтительно во взаимосвязи со спектральным расширением и со специальным отображением несущей, чтобы иметь возможность осуществления передачи при соответственно преобразуемой величине блока. Если должен выполняться циклический сдвиг, можно выполнить эффективную реализацию DFT с применением циклического алгоритма с использованием общего (взаимного) основного фактора, обозначаемого как MPFCA, как он известен сам по себе из [10]. Практически реализуется 1200-точечное DFT, более сложное только на коэффициент 4 или более, чем подобным образом рассчитанное 2048-точечное быстрое преобразование Фурье.

Таким образом, проводится процесс отображения и обратного отображения в основанной на DFT SC-FDMA-цепи, предпочтительно со спектральным расширением. Схематично на фиг. 1 и 2 показаны значения данных x(1), , x(N) временной последовательности подготовительного этапа а0, которые посредством преобразования Фурье преобразуются в частотный диапазон, что схематично показано с помощью последующей строки представления как первый этап а способа. На последующем втором этапе способа осуществляется отображение N данных или сигналов данных на увеличенный второй частотный диапазон с большим числом Nc поднесущих или частотных каналов. При этом может проводиться спектральное расширение в соединении, в частности, с вторым этапом с способа и предпочтительно фильтрация или перемножение с RRC (функция квадратного корня из приподнятого косинуса)-спектром. Предпочтительно циклический сдвиг осуществляется на последующем этапе способа, чтобы перейти к представленным на третьем этапе d способа значениям в частотной области. При этом значения или данные переносятся или отображаются в отведенный для передачи спектр.

В устройстве RX на стороне приемника сигнал, например, k-го пользователя извлекается из спектра принимаемого переданного сигнала. В случае избыточной конфигурации данных сигналы восстанавливаются из избыточных поднесущих с применением предпочтительно принципа виртуальных антенн с MRC или совместной MIMO-обработки сигналов. На каждый поток данных соответственно параллельно передаваемых последовательностей данных полученный в результате вектор длины или числа N подается на обратное дискретное преобразование Фурье. Такой вариант способа может быть реализован, в частности, при передаче согласно OFDM, где сигнал передается во временной области, причем на каждую несущую передачи, пользователя или передающую станцию выделяется определенная спектральная составляющая в частотном диапазоне.

Принцип согласно фиг. 2 обеспечивает возможность реализации передатчика для малой ширины полосы, который является более простым для реализации. Хотя математически эквивалентный принцип фильтрации во временном диапазоне по сравнению с реализацией принципа со сдвигом в частотном диапазоне при определенных обстоятельствах может привести к искажениям или помехам, для простых применений и простых устройств все еще может быть достигнуто достаточно хорошее качество обработки передаваемых или переданных данных. Поэтому ранее кратко описанная форма выполнения ниже будет описана более детально.

Первый аспект рассматривает реализацию меньшего или более узкополосного цифрового преобразования Фурье посредством сверхдискретизации. При этом исходим из того, что N является величиной блока или числом выборок обрабатываемых данных. Дискретное преобразование Фурье (DFT) согласно

применяет M>N в качестве действительной величины DFT. Кроме того, предполагается, что справедливо соотношение M=N · F, причем F - целочисленный коэффициент для сверхдискретизации. Теперь можно реализовать DFT величиной или числом N посредством сверхдискретизации последовательности при X_m=X в случае, если справедливо m= · F, или в ином случае при X_m=0 и целом числе =0 N-1, после чего сигналы подаются на большее DFT величины М, и только первые N выходных сигналов обрабатываются далее.

Согласно принципу классического SC-FDMA-передатчика согласно фиг. 3 сначала формируется классический SC-FDMA-сигнал, и последний затем отображается на заданный физический блок ресурсов в частотный диапазон. При этом классическая форма волны применяется как опорный признак для новой схемы.

Классическая SC-FDMA-форма волны вырабатывается посредством сверхдискретизации последовательности данных с коэффициентом F на первом этапе. Чтобы обеспечить возможность применения физических блоков ресурсов с некоторой шириной полосы, можно отменить требование, что коэффициент F является целым числом. Это может мотивироваться практическими требованиями поддерживать величины блоков, которые являются не целочисленными долями N_c. Коэффициент F для сверхдискретизации затем аппроксимируется посредством F = round (N_c/N), то есть путем округления частного. Этот подход, в частности, представляет интерес в том случае, когда коэффициент F велик, то есть N<<N_c, причем N_c является величиной быстрого преобразования Фурье (FFT) в части выходного каскада внутреннего OFDM-передатчика. В ином случае форма волны испытывала бы помехи, и производительность снизилась бы.

На следующем этапе может использоваться так называемый фильтр RRC (функции квадратного корня из приподнятого косинуса) во временной области. Последовательность длины N_c извлекается в границах согласно приведенной выше формуле для (0) x_k . Начало и конец выбираются таким образом, что последовательность задерживается на коэффициент округления round (2,5 · F) выборок, чтобы, по меньшей мере, большую часть задержки фильтра скомпенсировать. RRC-отфильтрованный сигнал расширяется во временном диапазоне и поэтому в частотном диапазоне становится узкополосным. После пропускания сигнала через, в частности, быстрое преобразование Фурье с величиной N_c осуществляется циклический сдвиг к спектральному положению физического блока ресурсов. Наконец, сигнал подается на внутреннее преобразование Фурье, в частности обратное быстрое преобразование Фурье внутреннего OFDM-передатчика. Последовательность преобразования Фурье, циклического сдвига и обратного преобразования Фурье является при этом в идеальном случае математически эквивалентной перемножению огибающих с центральным колебанием поднесущей в физическом ресурсе, то есть перемножению согласно exp (j2 KN_M/N).

Реализация RRC-фильтра во временном диапазоне согласно фиг. 3 сложнее, чем в частотном диапазоне, где сверхдискретизированная последовательность непосредственно подавалась бы на преобразование Фурье и затем на последующую фильтрацию. Поэтому с помощью фильтрации в частотном диапазоне сигнал временного диапазона после обратного преобразования Фурье циклически сдвигается на округленное число round (F/2) значений выборок, чтобы оказаться в фазе с отфильтрованной во временном диапазоне классической формой волны. Форма волны должна при этом начинаться с тех F значений выборок, которые соответствуют первому символу в блоке данных.

Выполнение согласно фиг. 3 без RRC-фильтра соответствовало бы реализации меньшего DFT со сверхдискретизированным сигналом, то есть сигналом с коэффициентом. Это соответствует также использованию RRC-фильтра 3 со значением =0 или реализации меньшего DFT со спектрально расширенным сигналом за счет DFT с, например, длиной 2048 значений выборок, причем N соответствует, например, делителю 2048. Значение =1 представляет ограничение на желательный диапазон без смежных символов к моменту времени выборки рядом с моментом времени выборки или последействия в форме межсимвольной помехи. Однако в принципе может также выбираться иным образом. Преимущество формы выполнения по фиг. 3 состоит, в частности, также в том, что не требуется никакого преобразования в частотном диапазоне.

С помощью фиг. 3 представлен первый иллюстративный передатчик как устройство ТХ на стороне передатчика. В качестве компонентов, как и на последующих чертежах, представлены только те компоненты, которые требуются для понимания предпочтительного выполнения способа. Обычным образом, их последовательность может частично изменяться, или могут дополнительно добавляться другие компоненты. Под компонентами следует понимать технические элементы способа и/или технические элементы аппаратных средств.

При этом на фиг. 3 показан в качестве примера классический SC-передатчик, причем может применяться фильтрация во временном диапазоне, чтобы сформировать SC-FDMA-формы волны. Вначале посредством блока 1 источника пакетов обеспечивается пакет или последовательность данных с длиной или числом N значений данных. Во втором блоке 2 выполняется сверхдискретизация, причем число выборок повышается на коэффициент F для сверхдискретизации в качестве коэффициента сверхдискретизации. Коэффициент сверхдискретизации может, например, определяться посредством известной как таковая функции F = round(2048/N). В третьем блоке 3 осуществляется RRC-фильтрация с примерным коэффициентом фильтра =0,7. Затем выделяется последовательность передачи, что выполняется в четвертом блоке 4. При отображении согласно 5*F/2 2047+5*F/2 нарастающий фронт первого подлежащего обработке символа в случае 2500 значений выборок еще лежит в желательном временном окне. При этом учитывается, что посредством RRC-фильтра согласно третьему блоку 3 осуществляется задержка 3F. Эти первые четыре компонента, по существу, соответствуют стандартному передатчику с одной несущей.

Затем в пятом блоке 5 осуществляется преобразование Фурье с числом опорных позиций, равным числу Nc опорных позиций повышающей дискретизации второго блока 2. В шестом блоке выполняется отображение на желательный частотный диапазон для передачи. Предпочтительным образом шестой блок 6 предпринимает для этого циклический сдвиг. Затем в седьмом блоке 7 осуществляется обратное быстрое преобразование Фурье IFFT, и наконец, в восьмом блоке 8 добавляется циклический префикс СР, при этом, например, последние 1298 значений выборок дополнительно присоединяются впереди к последовательности данных. Блоки 7 и 8 образуют внутренний OFDM-передатчик. Блоки 5-7 могут при этом быть выражены посредством функции exp (j2 KN_Mitte/2048).

На фиг. 4 показан классический SC-FDMA-приемник с фильтром частотного диапазона, причем этот приемник выполнен как устройство RX стороны приемника для обработки переданных данных, которые были переданы передающим устройством согласно фиг. 3.

Сначала во внутреннем OFDM-приемнике в первом блоке 11 обрабатывается циклический префикс СР. Во втором блоке 12 выполняется преобразование Фурье, в частности быстрое преобразование Фурье FFT, с числом N опорных позиций, которое применялось в способе на стороне передатчика. В третьем блоке 13 на стороне приемника выполняется спектральное маскирование пользовательского сигнала соответствующего пользователя.

В четвертом блоке 14 осуществляется коррекция в частотном диапазоне. Затем выполняется отображение, в частности циклический сдвиг, в пятом блоке 15 на стороне приемника перед применением RRC-фильтра для выполнения средней выборки и обеспечения классического SC-сигнала в шестом блоке 16 на стороне приемника. В седьмом блоке на стороне приемника снова выполняется обратное быстрое преобразование Фурье IFFT.

В восьмом блоке на стороне приемника выполняется повышающая дискретизация с коэффициентом F дискретизации в качестве коэффициента F для сверхдискретизации, причем задержка учитывается согласно round (F/2). Сигнал или последовательность данных с выхода восьмого блока на стороне приемника подается на детектор.

После детектирования при этом, в частности, выполняется обратный циклический сдвиг в диапазон постоянной составляющей, и применяется RRC-фильтр стороны приемника в частотном диапазоне. После обратного преобразования Фурье, в частности обратного быстрого преобразования Фурье, еще раз восстанавливается отфильтрованная огибающая сигнала с одной несущей (SC-сигнала), так что могут выполняться, в частности, оптимальные решения по повышающей дискретизации с коэффициентом F сверхдискретизации и задержкой с округленным значением round (F/2).

С помощью фиг. 5 и 6 схематично представлены устройство стороны передатчика и стороны приемника соответственно в альтернативной форме выполнения, причем блоки с теми же ссылочными позициями предназначены для выполнения тех же или подобных функций или имеют ту же или подобную структуру, что и в устройствах по фиг. 3 и 4. Соответственно описаны будут, по существу, только отличия.

Фиг. 5 относится к передатчику на основе DFT. Для спектрально расширенных SC-FDMA-сигналов факультативно выполняется как спектральное расширение, так и RRC-фильтрация частотного диапазона. В первом блоке 1 вновь обеспечивается пакет данных, который подается на второй блок 5* для выполнения дискретного преобразования Фурье с длиной соответственно числу N или числу частот первой частотной области. В следующем третьем блоке 20 стороны передатчика постоянная составляющая DC значений данных отображается на средний диапазон. В четвертом блоке стороны передатчика факультативно осуществляется спектральное расширение. В пятом блоке 3* стороны передатчика осуществляется RRC-фильтрация в частотном диапазоне. Такая фильтрация выполняется, так как интенсивность соответствующих значений данных слева и справа от постоянной составляющей (DC) предпочтительно должна спадать. В частности с третьего по пятый блоки 20, 21, 3* стороны передатчика могут меняться в последовательности. Вычисления могут выполняться, в частности, посредством коммутативных матричных операций или матричных перемножений.

В последующем шестом блоке 6 вновь осуществляется циклический сдвиг как примерное отображение. В седьмом блоке 7 стороны передатчика вновь осуществляют обратное быстрое преобразование Фурье IFFT, выходные значения которого соответствуют циклическому сдвигу на половину числа частот F/2. Это может быть представлено посредством уравнения или функции F=round (2048/N) в блоке 22. Наконец, в заключительном восьмом блоке 8 добавляется циклический префикс. Последние три компонента 7, 22, 8 образуют при этом внутренний OFDM-передатчик.

На стороне приемника предоставленный таким образом и переданный сигал согласно фиг. 6 обрабатывается в приемнике, основанном на IDFT. Для спектрально расширенных SC-FDMA-сигналов факультативно предусмотрены RRC-фильтрация и спектральное комбинирование.

После поступления переданных и принятых данных на первый блок 11 для обработки циклического префикса его выходные данные подвергаются циклическому сдвигу на -F/2 во втором блоке 23 стороны приемника. Его выходные значения подвергаются быстрому преобразованию Фурье FFT в третьем блоке 12 стороны приемника. Эти три первых блока образуют внутренний OFDM-приемник.

В четвертом блоке 13 на стороне приемника вновь осуществляется спектральное маскирование пользовательского сигнала для соответствующего пользователя. В пятом блоке 24 на стороне приемника факультативно осуществляется MRC- или Joint-MIMO-обработка спектрального сжатия. Выходные значения этого пятого блока 24 на стороне приемника вновь подвергаются обратному дискретному преобразованию Фурье в заключительном блоке 17* с длиной соответственно первому числу частот или числу N.

Главное преимущество состоит в том, что согласно первому опыту в основном отношении пикового значения к среднему значению (PAPR) может достигаться снижение, по меньшей мере, на 3 дБ, причем это справедливо для схем модуляции с постоянной амплитудой, таких как, например, BPSK и QPSK. Спектрально эффективные схемы с констелляциями символов, которые имеют неравные амплитуды, например 16-QAM и выше ее, не демонстрируют такого большого выигрыша. Это представлено для примера на фиг. 7, где приведены PAPR-кривые для различных способов кодирования и различных способов передачи. Ценой за эти выигрыши согласно первым исследованиям является большая требуемая ширина полосы передаваемых сигналов с коэффициентом 5/4.

Полезными являются, в частности, для формы выполнения по фиг. 3 исследования относительно ограничений с учетом среднего отношения пикового значения к среднему значению, а также достижения частоты ошибок некодированных битов (BER) 10^-2, когда ширина полосы физических ресурсов дополнительно уменьшается за счет приведения к нулю сигналов в концевых диапазонах RRC-спектра. Части этих концевых диапазонов имеют меньше энергии и не вносят большого вклада в PAPR и частоты ошибок битов. При величине блока и физических ресурсах порядка 25 или 31 поднесущих ограничения для PAPR и BER находятся еще ниже 0,25 и 0,1 дБ, причем они, однако, быстро нарастают, если еще больше несущих приводится к нулю. При этом согласно первым исследованиям выявляется практическое отношение блока к физическому блоку ресурсов для RRC-отфильтрованных SC-FDMA-сигналов, находящееся на уровне 25/31 4/5.

Практические FDMA-системы имеют блоки полезной нагрузки и физические блоки ресурсов с установленными величинами, которые составляют кратное в несколько элементарных чисел. Для того чтобы в одном растре заданного физического блока ресурсов скомбинировать SC-FDMA со спектральным расширением и без спектрального расширения для BPSK/QPSK или 16-QAM-модуляции с блоками полезной нагрузки одинаковой величины, соответственно может адаптироваться кодовая скорость. Для определения режимов передачи, например, в восходящей линии LTE могут учитываться кодовые скорости, которые для BPSK/QPSK лежат на уровне 4/5 кодовых скоростей для 16-QAM. В случае современного стандарта с 12 несущими на блок ресурсов другие подходящие отношения блока к физическому блоку ресурсов для RRC-отфильтрованных SC-FDMA-сигналов составляют, например, 10/12, 9/12 или 8/12.

Следует отметить, что на огибающую и отношение пикового значения к среднему значению PAPR также может оказывать влияние формат модуляции. Малое PAPR может достигаться только при модуляции с постоянной амплитудой. В ином случае усиления в PAPR частично перекрываются внутренне присущей динамикой мощности. Это наглядно показано на фиг. 7. Можно заметить, что при этом BPSK- и QPSK-модуляции имеют постоянную огибающую, в то время как это не имеет места для 16-QAM.

При BPSK (фиг. 7 сверху) и только DFT-предкодировании среднее PAPR не очень снижается. Только при применении спектрального расширения среднее PAPR заметно уменьшилось на 2,7 дБ по сравнению с OFDMA.

В случае QPSK (фиг. 7 посредине) DFT-предкодирование увеличивается вновь до 2 дБ и далее усиливается на 1,5 дБ после применения спектрального расширения и RRC-фильтрации.

Однако при 16-QAM-модуляции (фиг. 7 внизу) уже сигнальные констелляции имеют значительные амплитудные флуктуации, и динамика мощности остается такой заметной даже при спектральном расширении. Хотя одно только DFT-предкодирование снижает среднее PAPR приблизительно на 1,5 дБ, спектральное расширение имеет меньший эффект.

Возможно также, в частности, приемник построить таким образом, что спектрально расширенная версия SC-FDMA согласно вышеописанному варианту способа также может учитывать прогрессивные многоантенные методы, что может использоваться для того, чтобы далее снизить требуемую мощность передачи портативных устройств. В этой связи можно сослаться на известные принципы виртуальных антенн согласно, например, [8]. При этом избыточно дополненные при спектральном расширении на стороне передатчика несущие на стороне приемника рассматриваются как статистически независимые сигналы приема, которые могут также интерпретироваться как дополнительные приемные антенны. При этом можно использовать алгоритмы многоантенной обработки сигналов целенаправленно с соответственно увеличенным числом виртуальных приемных антенн.

Наконец, для примера описывается развитие, предпочтительное для включения MIMO. При этом учитывается, что сигналы, принимаемые на стороне приемника, и последовательности данных на поднесущих (n-M, n, n+M) содержат избыточную информацию в зависимости от одного и того же DFT-выходного сигнала x_n. Принимаемые сигналы могут рассматриваться как виртуальные антенные сигналы соответственно выводам согласно фиг. 6. Соответственно сигналы и каналы могут описываться суб-векторами:

причем эти суб-векторы могут быть сформированы согласно

Поэтому для каждой поднесущей получают 3N_Rxx1-вектора принимаемых сигналов и шумов . Соответственно образованная 3N_RxxN_Tx -канальная матрица H_n и N_Txx1-вектор для передаваемого сигнала x_n также получаются, причем N_Tx и N_Rx являются числами антенн в передатчике или приемнике. Уравнение передачи задается посредством

Это классическая MIMO-проблема для каждого выходного сигнала DFT в передатчике. В простых приемниках можно применять MIMO-детектор минимальной среднеквадратичной ошибки (MMSE), чтобы отделить пространственно мультиплексированные сигналы. Оптимальное детектирование будет использовать дискретный характер кодового слова на DFT-входе. Схема приемника основывается на оценке самой вероятной последовательности передачи (MLSE) по принципу наименьшего квадратичного расстояния, и оптимальная обработка сигналов подобна MIMO-RAKE для MC-CDMA, что само по себе известно из публикации [9] H.Chen, V.Jungnickel, V.Pohl, C.Von Helmolt, A multicode space-frequency RAKE receiver , Proc. 38^th Asilomar Conference on 9626, vol. 1, pp. 672-676, 2004.