многоканальное корреляционно-фильтровое приемное устройство с селекцией движущихся целей

Формула изобретения

1. Многоканальное корреляционно-фильтровое приемное устройство с селекцией движущихся целей, содержащее последовательно включенные цифровой селектор движущихся целей (СДЦ) компенсационного типа, широкополосный фильтр, модулятор, усилитель и многоканальное устройство корреляционно-фильтровой обработки принимаемых сигналов импульсно-доплеровской РЛС, реализованное в аналоговом или цифровом виде, а также содержит генератор весовой функции, выход которого соединен со вторым входом модулятора, отличающееся тем, что цифровой СДЦ компенсационного типа содержит в прямом канале алгебраический сумматор, а в компенсирующем канале - последовательно включенные аналого-цифровой преобразователь, цифровой фильтр нижних частот, цифровой аттенюатор, цифровую линию задержки и цифроаналоговый преобразователь, и в него введен цифровой вычислитель, при этом первый вход алгебраического сумматора соединен с входом аналого-цифрового преобразователя, он является входом устройства и соединен с выходом источника принимаемых сигналов импульсно-доплеровской РЛС, выход цифроаналогового преобразователя соединен со вторым входом алгебраического сумматора, выход алгебраического сумматора - с входом широкополосного фильтра, синхровходы аналого-цифрового преобразователя, цифрового фильтра нижних частот, цифрового аттенюатора, цифровой линии задержки и цифрового вычислителя соединены с источником импульсов синхронизации РЛС, а управляющие входы цифрового фильтра нижних частот, цифрового аттенюатора и цифровой линии задержки соединены с соответствующими выходами цифрового вычислителя, на управляющие входы которого поступают соответственно цифровой код периода повторения зондирующих импульсов РЛС, цифровой код управления нормирующим и весовыми коэффициентами цифрового фильтра нижних частот и цифровой код величины режекции входных сигналов на всех частотах, кратных частоте повторения зондирующих импульсов РЛС.

2. Устройство по п.1, отличающееся тем, что в качестве цифрового фильтра нижних частот использован канонический рекурсивный цифровой фильтр нижних частот второго порядка с нормирующим и весовыми коэффициентами, формульно однозначно зависимыми от одного общего для них всех цифрового кода, определяющего полосу режекции всех гребней режекторной гребенчатой частотной характеристики цифрового СДЦ компенсационного типа.

Описание изобретения к патенту

Изобретение относится к радиоприемной технике обработки квазинепрерывных импульсно-доплеровских сигналов и может быть использовано в радиолокационных системах, использующих зондирующие сигналы с гребенчатым спектром.

Известно многоканальное корреляционно-фильтровое приемное устройство с селекцией движущихся целей, содержащее последовательно включенные цифровой селектор движущихся целей (СДЦ) компенсационного типа, широкополосный фильтр, модулятор, усилитель и многоканальное устройство корреляционно-фильтровой обработки принимаемых сигналов импульсно-доплеровской радиолокационной станции (РЛС), а также генератор весовой функции, выход которого соединен со вторым входом модулятора; многоканальное устройство корреляционно-фильтровой обработки принимаемых сигналов импульсно-доплеровской РЛС содержит в каждом канале последовательно включенные каскад стробирования по дальности и набор полосовых фильтров с примыкающими полосами в интервале доплеровских частот [1].

В описанном устройстве (прототипе изобретения) осуществляется подавление гребенчатого спектра пассивных помех, стробирование остаточного сигнала по времени и спектральный анализ в каждом стробе в диапазоне доплеровских частот. В нем выходное многоканальное устройство корреляционно-фильтровой обработки сигналов (УОС) может быть реализовано как в аналоговом [2], так и в цифровом [3] виде с предварительным преобразованием остаточного сигнала с помощью аналого-цифрового квадратурного преобразователя. В аналоговой реализации набора корреляционно-фильтровых каналов (КФК) УОС [1, 2] основное подавление спектральных линий пассивных помех производится с помощью цифрового СДЦ компенсационного типа и дополнительно - с помощью однополосного аналогового фильтра, включенного на выходе каждого каскада стробирования перед набором полосовых доплеровских фильтров. В цифровой реализации набора КФК УОС основное подавление спектральных линий пассивных помех также производится с помощью цифрового СДЦ компенсационного типа, а аналого-цифровое квадратурное преобразование, стробирование и спектральный анализ стробированных сигналов производятся в цифровом виде [3].

Причиной, препятствующей получению указанного ниже технического результата при использовании известного многоканального корреляционно-фильтрового приемного устройства [1], является нестабильность глубины компенсации спектральных линий помехи за счет амплитудно-фазовой нестабильности аналоговых узлов (перемножителя-смесителя и фазовращателя) в прямом канале компенсатора СДЦ под влиянием параметрических и климатических факторов. Кроме того, при больших уровнях пассивных помех прототип за счет нелинейности смесителя в прямом канале создает неустранимые дополнительные помехи продуктов интермодуляции в полосе доплеровских частот, некратные частоте повторения импульсов квазинепрерывного сигнала [4] и неподавляемые компенсатором СДЦ.

Сущность изобретения заключается в следующем.

Задачей изобретения является повышение стабильности работы цифрового СДЦ компенсационного типа и полное исключение дополнительных помех.

Указанный технический результат достигается тем, что на входе известного многоканального корреляционно-фильтрового приемного устройства, содержащего последовательно включенные цифровой селектор движущихся целей компенсационного типа, широкополосный фильтр, модулятор, усилитель и многоканальное устройство корреляционно-фильтровой обработки принимаемых сигналов импульсно-доплеровской РЛС, реализованное в аналоговом или цифровом виде, а также содержащего генератор весовой функции, согласно изобретению в нем цифровой СДЦ компенсационного типа содержит в прямом канале алгебраический сумматор, а в компенсирующем канале - последовательно включенные аналого-цифровой преобразователь, цифровой фильтр нижних частот, цифровой аттенюатор, цифровую линию задержки и цифроаналоговый преобразователь, а также введен цифровой вычислитель, при этом первый вход алгебраического сумматора соединен с входом аналого-цифрового преобразователя, он является входом устройства и соединен с выходом источника принимаемых сигналов импульсно-доплеровской РЛС, выход цифроаналогового преобразователя соединен с вторым входом алгебраического сумматора, выход алгебраического сумматора - с первым входом широкополосного фильтра, синхровходы аналого-цифрового преобразователя, цифрового фильтра нижних частот, цифрового аттенюатора, цифровой линии задержки и цифрового вычислителя соединены с источником импульсов синхронизации РЛС, а управляющие входы цифрового фильтра нижних частот, цифрового аттенюатора и цифровой линии задержки соединены с соответствующими выходами цифрового вычислителя, на управляющие входы которого поступают соответственно цифровой код периода повторения зондирующих импульсов РЛС, цифровой код управления нормирующим и весовыми коэффициентами цифрового фильтра нижних частот и цифровой код величины режекции входных сигналов на всех частотах, кратных частоте повторения зондирующих импульсов РЛС.

Такой цифровой СДЦ компенсационного типа обладает бесконечной режекторной гребенчатой характеристикой за счет цифрового ФНЧ и поэтому подавляет все спектральные линии пассивных помех вне зависимости от полосы пропускания широкополосного фильтра, при этом в установившемся режиме происходит подавление амплитуды импульсов помехи, которые выделяются цифровым ФНЧ, а спектральные линии и амплитуда импульсов доплеровских сигналов сохраняются неизменными, так как не выделяются цифровым ФНЧ в компенсирующем канале СДЦ. Исключение аналоговых функциональных узлов из прямого канала и применение цифрового компенсирующего канала исключает параметрические и температурные факторы на работу компенсатора СДЦ, стабилизирует все его характеристики, исключает интермодуляционные помехи и позволяет легко менять параметры гребней режекции, так как они определяются весовыми коэффициентами цифрового ФНЧ и заданной величиной степени компенсации помехи. Важным преимуществом является также то, что такой цифровой СДЦ позволяет работать непосредственно с приемными трактами на промежуточной частоте, обеспечивая универсальность применения как в аналоговых, так и в цифровых системах обработки импульсно-доплеровских РЛС.

Изобретение поясняется чертежами, на которых представлены: фиг.1 - функциональная схема многоканального корреляционно-фильтрового приемного устройства с селекцией движущихся целей; фиг.2-6 - соответственно частотные, временные и спектральные характеристики, поясняющие работу устройства.

Многоканальное корреляционно-фильтровое приемное устройство с СДЦ (фиг.1) содержит последовательно включенные цифровой СДЦ 1 компенсационного типа, широкополосный фильтр 2, модулятор 3, усилитель 4, многоканальное устройство корреляционно-фильтровой обработки принимаемых сигналов (набор КФК) 5, а также содержит генератор весовой функции 6, выход которого соединен с вторым входом модулятора 3. Цифровой СДЦ содержит в прямом канале алгебраический сумматор (АС) 7; в компенсирующем канале он содержит последовательно включенные аналого-цифровой преобразователь (АЦП) 8, цифровой ФНЧ (ЦФНЧ) 9, цифровой аттенюатор (ЦА) 10, цифровую линию задержки (ЦЛЗ) 11 и цифроаналоговый преобразователь (ЦАП) 12, и в него введен цифровой вычислитель (ЦВ) 13. Первый вход АС 7 соединен с входом АЦП 8 и с выходом источника принимаемых сигналов импульсно-доплеровской РЛС, выход ЦАП 12 соединен с вторым входом АС 7, выход которого - с входом широкополосного фильтра 2. Синхровходы АЦП 8, ЦФНЧ 9, ЦА 10, ЦЛЗ 11 и ЦАП 12 соединены с источником импульсов синхронизации, следующих с тактовой частотой f_дк, являющейся также частотой дискретизации АЦП 8, а управляющие входы ЦФНЧ 9, ЦА 10, ЦЛЗ 11 соединены с соответствующими выходами ЦВ 13, на входы которого поступают цифровой код n_T периода повторения зондирующих импульсов РЛС, цифровой код управления весовыми коэффициентами ЦФНЧ и цифровой код Р величины режекции гребней режекторной АЧХ компенсационного СДЦ.

Если на первом и втором входах алгебраического сумматора 7 колебания принимаемого и компенсирующего сигналов противофазны, то он должен выполнять функцию суммирования сигналов, в противном случае - функцию вычитания сигналов. Для заданной величины режекции Р необходимо, чтобы колебания сигналов помехи на обоих входах АС 7 были точно противофазны (при суммировании) или точно синфазны (при вычитании). Так как в компенсирующем канале образуется задержка колебаний помехи за счет действия АЦП 8 и ЦФНЧ 9, то необходимую противофазность или синфазность можно обеспечить только за счет дополнительной задержки этих колебаний такой, чтобы на входах алгебраического сумматора 7 эти колебания отличались точно на период повторения импульсов Т. Эту функцию выполняет вспомогательная линия задержки ЦЛЗ 12.

Набор КФК 5 (аналоговых или цифровых с предварительным квадратурным преобразователем) состоит из N идентичных каналов, каждый из которых содержит последовательно включенные каскад стробирования по дальности (аналоговый или цифровой) и набор из М узкополосных фильтров с примыкающими полосами (аналоговых или цифровых).

Алгебраический сумматор 7 может быть выполнен при суммировании входных сигналов на резисторах или активных элементах с общей нагрузкой [5], а при вычитании входных сигналов - в виде дифференциального усилителя [6].

В качестве ЦФНЧ 12 может быть использован известный рекурсивный цифровой фильтр нижних частот не более чем второго порядка, который в целом может быть выполнен в виде известной структурной схемы, например, второго порядка [7] с числом элементов памяти m в каждом цифровом разряде цифровых линий задержки, равным произведению тактовой частоты f_дк на период повторения импульсов квазинепрерывного сигнала T=1/F, где F - частота повторения импульсов, т.е. m=f_дкТ. При этом целесообразно использовать память с произвольной выборкой и генератором адресов, что позволяет организовать цифровые линии задержки в ЦФНЧ 9 управляемой длины m, так как число значений Т, сменяемых от пачки к пачке, в импульсно-доплеровской РЛС может быть велико. Соответственно в ЦЛЗ 12 управляемая длина должна быть m₀=f_дк(Т-Т₀), где Т₀ - время задержки колебаний в АЦП 8 и ЦФНЧ 9.

В качестве ЦА 10 может быть использован известный цифровой многоразрядный целочисленный перемножитель [8], определенное количество которых совместно с цифровыми сумматорами используется также и в ЦВ 13 для расчета чисел m, m₀, весовых коэффициентов A_i, B_i, нормирующего коэффициента А и коэффициента режекции К цифрового СДЦ 1 для управления параметрами ЦФНЧ 9, ЦА 10 и ЦЛЗ 12.

Многоканальное корреляционно-фильтровое приемное устройство с цифровым СДЦ компенсационного типа (фиг.1) работает следующим образом.

На его вход поступает аддитивная смесь (сумма) пачки когерентных радиоимпульсов пассивной помехи и доплеровских сигналов, в общем случае совпадающих по времени, имеющих длительность и период повторения T=1/F с частотой заполнения радиоимпульсов помехи f_пч и радиоимпульсов доплеровского сигнала f_пч+F_д, где f_пч - промежуточная частота на входе тракта, F_д - доплеровский сдвиг частоты сигнала от движущегося объекта. При этом амплитуда импульсов помехи существенно превышает амплитуду импульсов сигнала и по времени они неразличимы (фиг.3, осциллограмма 1). Однако их гребенчатые спектры различаются за счет доплеровского сдвига гребенчатого спектра радиоимпульсов доплеровского сигнала с центральной частотой спектра f_пч+F_д относительно неподвижного гребенчатого спектра радиоимпульсов помехи с центральной частотой спектра f_пч. Цифровой ФНЧ 9, обладающий узкополосной гребенчатой АЧХ с периодом гребней F=1/T, выделяет гребенчатый спектр помехи и не пропускает гребенчатый спектр доплеровского сигнала. Поэтому на выходе компенсирующего канала выделяются только радиоимпульсы помехи, которые в алгебраическом сумматоре 7 вычитаются из смеси радиоимпульсов помехи и доплеровского сигнала, в результате чего импульсы помехи подавляются в заданное число раз Р, а импульсы доплеровского сигнала проходят без подавления. При этом для выделения в цифровом ФНЧ 9 радиоимпульсов помехи с частотой заполнения f_пч необходимо, чтобы эта частота была кратна частоте повторения гребней этого фильтра, равной F, т.е. f_пч=n_fF.

В импульсно-доплеровских системах это, как правило, выполняется, так как в них и промежуточные частоты и частоты повторения импульсов формируются кратно из одной и той же опорной частоты f₀. Так, в этих РЛС f_пч=f₀n_пч, f_дк=f ₀n_дк и Т=nT/f₀, поэтому n_f =f_пч/F=n_пчn_T, m=n_дк n_T и m₀=n_дк(n_T-n ₀), где n_пч, n_дк, n_T - целые числа, n₀ - целое число периодов тактовой частоты f_дк, равное задержке колебаний сигнала помехи в АЦП 8 и ЦФНЧ 9. Эти соотношения показывают также алгоритмы вычисления в ЦВ 13 кодов чисел m и m₀.

Работу цифрового компенсационного СДЦ математически можно описать в виде

U₃=U₁-U₂ =[1-KH(z)]U₁,

где U₃ - выходной сигнал АС 7, представляющий векторную разность сигналов прямого U₁ и компенсирующего U₂ каналов, H(z) - передаточная функция ЦФНЧ 8, при этом передаточную функцию цифрового СДЦ 1 получим в виде

Н_СДЦ(z)=1-KH(z),

где z=exp(sT) - оператор z-преобразования дискретной системы, s - оператор Лапласа, Т - время задержки в устройствах задержки ЦФНЧ 9. На всех частотах, кратных F=1/T, H(z)=1 и

Н_СДЦ(z)=1/Р=1-К,

откуда

К=(Р-1)/Р.

Это выражение используется в ЦВ 13 для вычисления значения параметра К по заданному значению глубины режекции Р на всех частотах, кратных F.

Из этих выражений следует, что частотные характеристики компенсационного цифрового СДЦ 1 целиком определяются передаточной функцией ЦФНЧ H(z) с заданной глубиной режекции Р каждого гребня. Анализ показал, что наилучшая форма амплитудно-частотной характеристики, одинаковая для всех гребней, может быть получена, если в качестве ЦФНЧ 9 использовать канонический фильтр второго порядка с периодически повторяющейся ступенчатой фазовой частотной характеристикой на частотах, кратных F, где крутизна фазовой характеристики равна нулю [9], по сравнению с обычными ЦФНЧ, у которых на этих частотах она максимальна. При этом должны быть использованы нормирующий и весовые коэффициенты, формульно однозначно зависящие от одного общего для них всех номера кода параметра , определяющего полосу режекции всех гребней режекторной гребенчатой частотной характеристики цифрового СДЦ 1 компенсационного типа:

,

где - постоянная времени аналогового НЧ-фильтра-прототипа со ступенчатой фазовой характеристикой в области нулевой частоты.

На фиг.2 показаны гребенчатые режекторные АЧХ компенсационного СДЦ 1 на интервале нескольких частот повторения F( ) при f₀=100 F, P=100 и =9 и в увеличенном масштабе одного гребня (центрального) при =5 (б), =9 (в) и Р=10 (график 1), Р=30 (график 2) и Р=100 (график 3). Видно, что параметр Р в основном влияет на глубину режекции в гребне, а параметр - в основном на ширину полосы на уровне -3 дБ, которая составляет 10% от F при =5 (б) и 5,6% от F при =9 (в). Эти графики иллюстрируют возможности внешнего управления полосой и глубиной режекции в цифровом компенсационном СДЦ 1 предлагаемого устройства.

При включении и выключении пачки импульсов смеси квазинепрерывного сигнала возникают переходные процессы на переднем и заднем фронтах пачки, как показано на фиг.3 (осциллограммы 3а, 3b) за счет инерционности узкополосного цифрового ФНЧ 9. Наличие переходных процессов не позволяет эффективно использовать результат подавления импульсов помехи, поэтому они должны быть исключены из дальнейшей обработки сигналов.

Для вырезания переходных процессов служит модулятор 3, управляемый весовой функцией от генератора 6, которая может быть прямоугольной или гладкой, например косинус-квадрат без пьедестала, начало которых задержано относительно начала пачки на время переходного процесса Т_ПП, а конец совпадает с концом принимаемой пачки. На фиг.3 показаны сигналы на выходе модулятора 3 для случая прямоугольной весовой функции (осциллограмма 4) и для случая функции косинус-квадрат без пьедестала (осциллограмма 5), где принято Т_ПП=50 Т, длительность пачки Т₀ =300 Т и длительность весовой функции Т_В=250 Т, а также видно существенное подавление импульсов помехи в установившемся режиме (более 30 дБ, осциллограмма 4). После модулятора 3 уровень остатков от компенсации импульсов помехи может быть увеличен с помощью усилителя 4 на величину превышения помехи над максимальным уровнем доплеровского сигнала на входе цифрового СДЦ 1, что тем самым во столько же раз повышает динамический диапазон устройства фиг.1 по помехе (на осциллограммах 4, 5 усиление усилителя 4 составляет 10).

На фиг.4 показаны осциллограммы, поясняющие процесс компенсации импульсов помехи в СДЦ 1 в установившемся режиме в масштабе длительности импульса:

осциллограмма 1 - радиоимпульс помехи на входе СДЦ 1 длительностью =Т/10 с частотой заполнения f_ПЧ=f₀ ;

осциллограмма 2 - импульс на выходе ЦАП 12 в виде ступенчатого колебания с частотой повторения f₀ , представляющего результат дискретизации входного радиоимпульса 1 с частотой дискретизации f_дк=5f₀ и фильтрации его в цифровом ФНЧ 9; длительность ступенек составляет _дк=1/f_дк; ступенчатые колебания 2 и входные колебания 1 совмещены так, что по фазе средняя линия колебаний 2 совпадает со средней линией колебаний 1 за счет соответствующей задержки колебаний 2 точно на время Т с помощью ЦЛЗ 11, а амплитуды колебаний 1 и 2 соответствуют соотношению U₁/U ₂=P/(P-1)=1/K;

осциллограмма 3 представляет импульс результата сложения колебаний 1 и противофазных колебаний 2 в АС 7 в виде пикообразных колебаний несовпадения формы синусоидальных колебаний 1 и ступенчатых колебаний 2 одинаковой частоты; видно, что пикообразные колебания этого несовпадения в основном содержат высокочастотные составляющие, которые будут задержаны полосовым фильтром 2;

осциллограммы 4 и 5 представляют импульс результата фильтрации разности колебаний 2 и 3 в алгебраическом сумматоре 7 на выходе широкополосного фильтра 2 с частотой заполнения f₀, при этом все другие спектры преобразования входного сигнала в компенсационном СДЦ 1 эффективно подавляются (осциллограмма 4 до усиления, осциллограмма 5 - после усиления в усилителе 4).

Частотные преобразования входного радиосигнала в цифровом СДЦ 1 происходят следующим образом. При частоте заполнения импульсов входного радиосигнала f_пч и частоте дискретизации этого сигнала в АЦП 8 f_дк на выходе ЦАП 12 образуется набор прямых и зеркальных спектров [10]:

Прямые спектры на частотах f_пч, f_дк+f_пч , 2f_дк+f_пч и т.д.;

Зеркальные спектры на частотах f_дк-f_пч, 2f_дк -f_пч, 3f_дк-f_пч и т.д.

Из этого следует, что для эффективного подавления спектра помехи с центральной частотой f_пч необходимо на выходе ЦАП 12 использовать прямой спектр с той же центральной частотой. Для этого спектр сигнала входной смеси должен располагаться в первой спектральной зоне дискретизации, в которой интенсивность спектра дискретизации на выходе ЦАП 12 максимальна, при этом минимальная частота дискретизации должна быть не менее

f_дк 2П f,

где П - коэффициент прямоугольности, f - ширина полосы пропускания предшествующего СДЦ 1 приемного тракта промежуточной частоты. При достаточно низких промежуточных частотах (сравнимых с f₀) может быть использована так называемая оптимальная частота дискретизации f_{дк опт} =4f_пч, при которой частотные интервалы между прямыми и зеркальными спектрами одинаковы во всем частотном диапазоне, или большая, чем f_{дк опт}.

На фиг.5 показаны спектрограммы процессов в цифровом СДЦ 1 при f_пч =f₀ и f_дк=5f₀, при этом спектр входного сигнала расположен на частоте f₀ (спектрограмма 1), а спектры дискретизации на выходе ЦАП 12 - на частотах:

прямые спектры - на частотах f₀, 6f ₀ (спектрограмма 2) и т.д.,

зеркальные спектры - на частотах 4f₀ (спектрограмма 2), 9f₀ и т.д.

Как видно из спектрограмм, наиболее интенсивным является прямой спектр дискретизации на частоте f₀ . Интенсивность остальных спектров существенно меньше, что связано с быстро спадающей частотной характеристикой стандартных ЦАП [11].

На выходе АС 7 форма и интенсивность спектрограммы 3 повторяет спектрограмму 2 на всех частотах, кроме частоты f ₀, на которой происходит компенсация спектра на 30 дБ (спектрограмма 4), показывающая также выделение этой части спектра широкополосным фильтром 2 (темный цвет спектрограммы 4).

Спектрограмма 6 показывает результат коммутации колебаний в модуляторе 3 прямоугольной весовой функцией и усиления в усилителе 4, а спектрограмма 5 - результат модуляции весовой функцией косинус-квадрат без пьедестала и усиления.

Широкополосный фильтр 2 имеет центральную частоту f₀ и полосу пропускания порядка 6/ и поэтому отсеивает все остальные спектры, действующие в компенсирующем канале СДЦ 1 (спектрограмма 4). В результате весовой обработки с задержкой 50 Т в модуляторе 3 интенсивность спектров помехи существенно уменьшается, при этом спектр 6 есть результат весовой обработки прямоугольной функцией и усиления в усилителе 4, спектр 5 - результат весовой обработки гладкой функцией Хемминга и такого же усиления.

Для получения заданной глубины режекции Р импульсов помехи необходимо, чтобы коэфициент передачи компенсирующего канала на всех гребнях АЧХ составлял К=(Р-1)/Р, что, например, при Р=30 (~30 дБ) составляет K=29/30=0.966. Это достигается путем коррекции значения нормирующего коэффициента передаточной функции цифрового ФНЧ 9 компенсирующего канала с учетом уменьшенного коэффициента передачи ЦАП 12 на частоте f₀.

На фиг.6 показаны спектрограммы, иллюстрирующие процесс очищения спектра помехи в диапазоне доплеровских частот f₀+F при отношении сигнал/помеха на входе СДЦ 1, равном -80 дБ:

спектрограмма 1 представляет спектр пачки импульсов принятой смеси доплеровского сигнала и помехи с центральной частотой f₀ в виде главных лепестков на частотах f₀ и f₀+F и боковых лепестков между ними с уровнем в середине ниже уровня главных лепестков, зависящим от числа импульсов в пачке, при этом доплеровский сигнал не виден;

спектрограмма 2 представляет спектр остаточных колебаний импульсов пачки смеси на выходе широкополосного фильтра 2 на частоте f₀, где видно, что главные лепестки этого спектра подавлены на 30 с лишним дБ, а боковые лепестки остаются прежними и доплеровский сигнал по-прежнему не виден;

спектрограмма 3 представляет спектр пачки подавленных импульсов помехи на выходе модулятора 3 при прямоугольной весовой обработке, вырезающей переходные процессы СДЦ 1, при этом главные лепестки спектра помехи остаются без изменения, боковые лепестки существенно уменьшаются, а доплеровский сигнал только намечается;

спектрограмма 4а, 4b представляет спектр той же пачки, но при гладкой весовой обработке функцией косинус-квадрат без пьедестала, при этом видно полное очищение спектра импульсов подавленной помехи от боковых лепестков в динамическом диапазоне 100 дБ относительно уровня главных лепестков спектра пачки импульсов помехи на входе приемного устройства и выделение спектральной составляющей доплеровского сигнала на частоте f₀+F _д (спектрограмма 5) при отношении сигнал/помеха на входе СДЦ 1 -80 дБ, при этом отношение сигнал/помеха на выходе СДЦ 1 составляет уже -44 дБ.

Применение предлагаемого корреляционно-фильтрового приемного устройства с цифровым СДЦ на входе для импульсно-доплеровской РЛС позволяет существенно повысить его динамический диапазон по помехе, повысить стабильность его режекторных характеристик и обрести возможность управления их параметрами, а также снизить требования к разрядности и быстродействию вторичного АЦП, необходимого при цифровой реализации корреляционно-цифровых каналов. Это обеспечивается тем, что в предложенном цифровом СДЦ может быть использован быстродействующий АЦП невысокой разрядности, достаточной для предварительного подавления пачки импульсов помехи до уровня максимального доплеровского сигнала, в то время как в противном случае для цифровой реализации КФК без предварительного СДЦ потребовался бы многоразрядный быстродействующий АЦП. Так, например, в отсутствии СДЦ для реализации динамического диапазона КФК в 120 дБ требуется 17-ти разрядный быстродействующий АЦП, в то время как в предлагаемом устройстве достаточно иметь менее быстродействующий 10-ти 12-ти разрядный АЦП в аналого-цифровом квадратурном преобразователе КФК, обеспечивающий динамический диапазон по доплеровскому и подавленному помеховому сигналам в 60-70 дБ.

Источники информации

1. RU № 2297013, G01S 13/526, 2005.

2. Справочник по радиолокации. Под ред. М.Сколника, Нью-Йорк, 1970: Пер. с англ. (в четырех томах) / Под общей ред. К.Н.Трофимова. Том 3. Радиолокационные устройства и системы / Под ред. А.С.Виницкого. - М.: Сов. радио, 1978, стр.369, рис.6.

3. Доброжанский А.П., Зайцев Г.В., Цыпин И.Б. Многопроцессорное программируемое устройство цифровой обработки радиолокационных сигналов. Радиотехника, 2006, № 2, с.11-17.

4. А.А.Трухачев. Радиолокационные сигналы и их применения. М.: Воениздат, 2005, стр.112-113.

5. Проектирование радиолокационных приемных устройств. Под ред. М.А.Соколова. М.: Высшая школа, 1984, стр.131-136.

6. Радиоприемные устройства. Под ред. Л.Г.Барулина. М.: Радио и связь, 1984, стр.101-102.

7. И.С.Гоноровский. Радиотехнические цепи и сигналы. М.: Сов. радио, 1977, стр.503-507.

8. А.Антонью. Цифровые фильтры: анализ и проектирование. М.: Радио и связь, 1983, стр.292-293.

9. RU Полезная модель № 62754, 2007.

10. Стивенсон. Многоканальный цифровой коротковолновый приемник. «Электроника», том 45, № 7, 1972, стр.35-41.

11. П.Гарет. Аналоговые устройства для микропроцессоров и мини-ЭВМ. - М.: «Мир», 1981.