система цифровой передачи информации

Формула изобретения

Система цифровой передачи информации, содержащая: на передающей стороне - источник информации и первый аналого-цифровой преобразователь, выход которого подключен к первому входу канала связи, на приемной стороне - первый преобразователь код/амплитуда импульса, вход которого соединен с первым выходом канала связи, и последовательно соединенные фильтр нижних частот и получатель информации, отличающаяся тем, что введены: на передающей стороне - первый формирователь пороговых уровней, последовательно соединенные преобразователь значения сигнала по модулю (2ⁿ-1), первый усилитель в (2ⁿ+1) раз и первый сумматор, последовательно соединенные преобразователь значения сигнала по модулю (2ⁿ+1), первый усилитель в (2ⁿ-1) раз, второй сумматор и второй аналого-цифровой преобразователь, на приемной стороне - второй формирователь пороговых уровней, последовательно соединенные первое вычитающее устройство, квантователь на (2ⁿ+1) уровней и второй усилитель в (2ⁿ+1) раз, последовательно соединенные второй преобразователь код/амплитуда импульса, второе вычитающее устройство, квантователь на (2ⁿ-1) уровней и второй усилитель в (2ⁿ-1) раз, последовательно соединенные третий сумматор, усилитель в (2ⁿ) раз и преобразователь значений выборок по модулю (2²ⁿ-1), при этом первая и вторая группы пороговых выходов первого формирователя пороговых уровней соединены с соответствующими пороговыми входами преобразователя значения сигнала по модулю (2ⁿ-1) и преобразователя значения сигнала по модулю (2ⁿ+1), информационные входы которых подключены к выходу источника информации, первый и второй опорные выходы первого формирователя пороговых уровней подключены к вторым входам соответственно первого и второго сумматоров, а выход второго аналого-цифрового преобразователя соединен с вторым входом канала связи, второй выход которого подключен к входу второго преобразователя код/амплитуда импульса, выход первого преобразователя код/амплитуда импульса соединен с первым входом первого вычитающего устройства, первый и второй опорные выходы второго формирователя пороговых уровней подключены к вторым входам соответственно первого и второго вычитающих устройств, первая и вторая группы пороговых выходов - к соответствующим пороговым входам соответственно квантователя на (2ⁿ+1) уровней и квантователя на (2ⁿ-1) уровней, а третья группа пороговых выходов - к соответствующим пороговым входам преобразователя значений выборок по модулю (2²ⁿ-1), выход которого соединен с входом фильтра нижних частот, выходы второго усилителя в (2ⁿ+1) раз и второго усилителя в (2ⁿ-1) раз подключены соответственно к первому и второму входам третьего сумматора.

Описание изобретения к патенту

Изобретение относится к телеметрии, технике связи и может быть использовано в системах передачи информации по цифровым каналам связи.

Известна система цифровой передачи информации, содержащая: на передающей стороне - последовательно соединенные источник информации и аналого-цифровой преобразователь, выход которого подключен к входу канала связи, а на приемной стороне - последовательно соединенные цифроаналоговый преобразователь, вход которого подключен к выходу канала связи, и получатель информации [1].

На передающей стороне известной системы цифровой передачи информации источник информации формирует первичный сигнал S_п(t) с динамическим диапазоном D_п=2 ²ⁿ значений. Сформированный первичный сигнал S_п (t) подают на вход аналого-цифрового преобразователя, на выходе которого формируют цифровой сигнал S_ц(t) в виде последовательности кодовых слов, содержащих 2_n двоичных символов, путем аналого-цифрового преобразования первичного сигнала S_п (t), выполняемого с выбранным периодом Т_о опроса с шагом квантования d=U_ш0/2²ⁿ, в 2²ⁿ раз меньшим шкалы U_ш0 значений первичного сигнала S_п(t). Сформированный цифровой сигнал S_ц (t) передают по каналу связи на приемную сторону. На приемной стороне принимают цифровой сигнал S_ц ^*(t), затем с помощью цифроаналогового преобразователя формируют последовательность S_д(t)= S_п ^*(t-iT_о) восстановленных выборок S_п ^*(t-iT_o) первичного сигнала, после чего восстанавливают первичный сигнал S_п ^*(t) путем фильтрации полученной последовательности S_д(t) восстановленных выборок первичного сигнала с помощью фильтра нижних частот с частотой среза F_cp =F_o/2=1/(2Т_о), равной половине частоты опроса.

Известная система цифровой передачи информации обеспечивает передачу информации при заданном динамическом диапазоне D_п значений первичного сигнала. Однако из-за действия в канале связи нормального белого шума n(t) с нулевым математическим ожиданием и стандартным отклонением _n в словах принятого цифрового сигнала S _ц ^*(t) возникают ошибки, в результате чего значения S_п ^*(t-jT_o) восстановленных выборок первичного сигнала на приемной стороне не совпадают с соответствующими значениями S_п(t-jT_o) выборок первичного сигнала на передающей стороне.

Поэтому недостатком известной системы цифровой передачи информации является недостаточная точность передачи информации при фиксированных значениях динамического диапазона D_п значений первичного сигнала S_п (t) и стандартного отклонения _n нормального белого шума n(t) в канале связи.

Наиболее близкой к предлагаемой является система цифровой передачи информации, содержащая: на передающей стороне - источник информации и последовательно соединенные вычитающее устройство, вход суммирования которого подключен к выходу источника информации непосредственно, а вход вычитания - через элемент задержки, и аналого-цифровой преобразователь, выход которого подключен к входу канала связи, а на приемной стороне - последовательно соединенные преобразователь код/амплитуда импульса, вход которого соединен с выходом канала связи, интегратор, фильтр нижних частот и получатель информации [2].

На передающей стороне известной системы цифровой передачи информации источник информации формирует первичный сигнал S_п(t) с динамическим диапазоном D _п=2²ⁿ значений. Сформированный первичный сигнал S_п(t) подают на вход суммирования вычитающего устройства непосредственно, а на его вход вычитания - через элемент задержки. На выходе вычитающего устройства формируют передаваемый сигнал S_пp(t)=S_п(t)-S_з(t)=S_п (t)-S_п(t-Т_д) путем вычитания из первичного сигнала S_п(t) задержанного первичного сигнала S _з(t). Сформированный передаваемый сигнал S_пp (t) подают на вход аналого-цифрового преобразователя, на выходе которого формируют цифровой сигнал S_ц(t) в виде последовательности кодовых слов, содержащих 2n двоичных символов, путем аналого-цифрового преобразования передаваемого сигнала S_пp(t), выполняемого с выбранным периодом Т_о опроса с шагом квантования d=U_ш0/2²ⁿ, в 2²ⁿ раз меньшим шкалы U_ш0 значений первичного сигнала S_п (t). Сформированный цифровой сигнал S_ц (t) передают по каналу связи на приемную сторону. На приемной стороне принимают цифровой сигнал S_ц ^*(t), затем с помощью преобразователя код/амплитуда импульса формируют принятый сигнал S_пр ^*(t)= S_пр ^*(t-iT_о) в виде последовательности восстановленных выборок S_пр ^*(t-iT_о), которую подают на вход интегратора. На выходе интегратора получают последовательность S_в(t)= S_п ^*(t-jT_о) восстановленных выборок первичного сигнала, при этом значение S_п ^*(t-jT_о) каждой восстановленной выборки первичного сигнала определяют путем суммирования значения S _п ^*[t-(i-1)Т_д] предшествующей восстановленной выборки первичного сигнала и соответствующего значения S _пp ^*(t-iТ_д) восстановленной выборки принятого сигнала. Затем восстанавливают первичный сигнал S _п ^*(t) путем фильтрации полученной последовательности S_в(t) восстановленных выборок первичного сигнала с помощью фильтра нижних частот с частотой среза F_cp =F_o/2=1/(2Т_о), равной половине частоты опроса.

Известная система цифровой передачи информации обеспечивает сокращение избыточности передаваемой информации при заданном динамическом диапазоне D_п значений первичного сигнала за счет использования разностного представления первичного сигнала. Однако из-за действия в канале связи нормального белого шума n(t) с нулевым математическим ожиданием и стандартным отклонением _n в словах принятого цифрового сигнала S _ц ^*(t) возникают ошибки, в результате чего значения выборок S_пp ^*(t-iT_o) принятого сигнала и соответствующие значения S^* _п(t-jT_o) восстановленных выборок первичного сигнала на приемной стороне не совпадают с соответствующими значениями выборок S_пp(t-iT_o) передаваемого сигнала и с соответствующими значениями S_п(t-jT _o) выборок первичного сигнала на передающей стороне.

Поэтому недостатком известной системы цифровой передачи информации также является недостаточная точность передачи информации при фиксированных значениях динамического диапазона D_п значений первичного сигнала S_п(t) и стандартного отклонения _n нормального белого шума n(t) в канале связи.

Технический результат состоит в повышении точности передачи информации при фиксированных значениях динамического диапазона значений первичного сигнала и стандартного отклонения нормального белого шума в канале связи.

Для достижения указанного технического результата в систему цифровой передачи информации, содержащую: на передающей стороне - источник информации и первый аналого-цифровой преобразователь, выход которого подключен к первому входу канала связи, а на приемной стороне - первый преобразователь код/амплитуда импульса, вход которого соединен с первым выходом канала связи, и последовательно соединенные фильтр нижних частот и получатель информации, введены: на передающей стороне - первый формирователь пороговых уровней, последовательно соединенные преобразователь значения сигнала по модулю (2 ⁿ-1), первый усилитель в (2ⁿ+1) раз и первый сумматор, последовательно соединенные преобразователь значения сигнала по модулю (2ⁿ+1), первый усилитель в (2 ⁿ-1) раз, второй сумматор и второй аналого-цифровой преобразователь, а на приемной стороне - второй формирователь пороговых уровней, последовательно соединенные первое вычитающее устройство, квантователь на (2ⁿ+1) уровней и второй усилитель в (2ⁿ +1) раз, последовательно соединенные второй преобразователь код/амплитуда импульса, второе вычитающее устройство, квантователь на (2 ⁿ-1) уровней и второй усилитель в (2ⁿ-1) раз, последовательно соединенные третий сумматор, усилитель в (2 ^n-1) раз и преобразователь значений выборок по модулю (2 ²ⁿ-1), при этом первая и вторая группы пороговых выходов первого формирователя пороговых уровней соединены с соответствующими пороговыми входами преобразователя значения сигнала по модулю (2ⁿ-1) и преобразователя значения сигнала по модулю (2ⁿ+1), информационные входы которых подключены к выходу источника информации, первый и второй опорные выходы первого формирователя пороговых уровней подключены к вторым входам соответственно первого и второго сумматоров, а выход второго аналого-цифрового преобразователя соединен с вторым входом канала связи, второй выход которого подключен к входу второго преобразователя код/амплитуда импульса, выход первого преобразователя код/амплитуда импульса соединен с первым входом первого вычитающего устройства, первый и второй опорные выходы второго формирователя пороговых уровней подключены к вторым входам соответственно первого и второго вычитающих устройств, первая и вторая группы пороговых выходов - к соответствующим пороговым входам соответственно квантователя на (2ⁿ +1) уровней и квантователя на (2ⁿ-1) уровней, а третья группа пороговых выходов - к соответствующим пороговым входам преобразователя значений выборок по модулю (2²ⁿ-1), выход которого соединен с входом фильтра нижних частот, выходы второго усилителя в (2ⁿ+1) раз и второго усилителя в (2ⁿ-1) раз подключены соответственно к первому и второму входам третьего сумматора.

Предлагаемая система цифровой передачи информации обеспечивает передачу по каналу связи первого и второго цифровых сигналов, последовательности кодовых слов которых соответствуют в моменты опроса усиленным соответственно в (2ⁿ+1) и (2ⁿ-1) раз значениям первого и второго передаваемых сигналов с динамическими диапазонами D_п1=D_п/(2ⁿ-1) и D_п2 =D_п/(2ⁿ+1) их значений соответственно. Это позволяет в среднем в соответствующее число раз после соответствующей обработки на приемной стороне уменьшить значение погрешности значений первого и второго принятых дискретных сигналов, что и обеспечивает положительный технический результат - повышение точности передачи информации при фиксированных значениях динамического диапазона D_п значений выборок первичного сигнала и стандартного отклонения _n нормального белого шума n(t) в канале связи.

Предлагаемая система цифровой передачи информации может быть реализована с помощью известных функциональных элементов.

На фиг.1 представлена структурная схема системы цифровой передачи информации, в табл.1 и табл.2 представлены значения сигналов в сечениях данной схемы в разные моменты опроса (j=1, , 25) при допустимом значении погрешности _макс=1 и шкале значений первичного сигнала U _ш0=(2²ⁿ× _макс)=256 для частного случая n=4.

Система цифровой передачи информации на передающей стороне содержит источник 1 информации, последовательно соединенные преобразователь 2 значения сигнала по модулю (2ⁿ-1), первый усилитель 4 в (2ⁿ+1) раз, первый сумматор 6 и первый аналого-цифровой преобразователь 9, последовательно соединенные преобразователь 3 значения сигнала по модулю (2ⁿ+1), первый усилитель 5 в (2ⁿ-1) раз, второй сумматор 7 и второй аналого-цифровой преобразователь 10, а также первый формирователь 8 пороговых уровней, первая и вторая группы пороговых выходов которого соединены с соответствующими пороговыми входами преобразователя 2 значения сигнала по модулю (2ⁿ-1) и преобразователя 3 значения сигнала по модулю (2ⁿ+1), а первый и второй опорные выходы подключены к вторым входам соответственно первого и второго сумматоров 6 и 7. Информационные входы преобразователя 2 значения сигнала по модулю (2ⁿ-1) и преобразователя 3 значения сигнала по модулю (2ⁿ+1) подключены к выходу источника 1 информации, а выходы первого и второго аналого-цифровых преобразователей 9 и 10 соединены соответственно с первым и вторым входами канала 11 связи.

Система цифровой передачи информации на приемной стороне содержит последовательно соединенные первый преобразователь 12 код/амплитуда импульса, первое вычитающее устройство 14, квантователь 16 на (2ⁿ+1) уровней и второй усилитель 18 в (2ⁿ+1) раз, последовательно соединенные второй преобразователь 13 код/амплитуда импульса, второе вычитающее устройство 15, квантователь 17 на (2ⁿ -1) уровней и второй усилитель 19 в (2ⁿ-1) раз, последовательно соединенные третий сумматор 20, усилитель 21 в (2^n-1 ) раз, преобразователь 22 значений выборок по модулю (2²ⁿ -1), фильтр 24 нижних частот и получатель 25 информации, а также второй формирователь 23 пороговых уровней, первый и второй опорные выходы которого подключены к вторым входам соответственно первого и вычитающих устройств 14 и 15, первая и вторая группы пороговых выходов - к соответствующим пороговым входам соответственно квантователя 16 на (2ⁿ+1) уровней и квантователя 17 на (2ⁿ -1) уровней, а третья группа пороговых выходов - к соответствующим пороговым входам преобразователя 22 значений выборок по модулю (2²ⁿ-1). Входы первого и второго преобразователей 12 и 13 код/амплитуда импульса соединены соответственно с первым и вторым выходами канала 11 связи, а выходы второго усилителя 18 в (2ⁿ+1) раз и второго усилителя 19 в (2ⁿ -1) раз подключены соответственно к первому и второму входам третьего сумматора 20.

Система цифровой передачи информации функционирует следующим образом.

На передающей стороне с помощью источника 1 информации формируют первичный сигнал S_п(t) с динамическим диапазоном D _п=2²ⁿ значений, шкала U_ш0=(2 ²ⁿ× _макс) значений которого в 2²ⁿ раз превышает максимально допустимое значение _макс погрешности. Значения S_п(t-jT _о) первичного сигнала S_п(t) в различные моменты jT_o времени (j=1, , 25) приведены в столбцах 2 табл.1 и табл.2.

Далее преобразуют первичный сигнал S_п(t) в первый и второй передаваемые сигналы S_1пp(t) и S_2пp (t).

Первый передаваемый сигнал S_1пp (t) формируют путем преобразования первичного сигнала S_п (t) следующим образом.

Первичный сигнал S _п(t) подают на информационный вход преобразователя 2 значения сигнала по модулю (2ⁿ-1), на пороговые входы которого с первой группы пороговых выходов первого формирователя 8 пороговых уровней поступают (2ⁿ+1) пороговых уровней, значения U_1i=i(2ⁿ-1)× _макс, [i=0,2ⁿ], которых равномерно распределены в пределах шкалы U_ш0 значений первичного сигнала. С помощью преобразователя 2 значения сигнала по модулю (2ⁿ-1) сравнивают значение S_п(t) первичного сигнала со значениями U_1i всех (2ⁿ+1) пороговых уровней, определяют значение U_1iмакс(t) максимального из превышенных пороговых уровней и преобразуют значение S _п(t) первичного сигнала путем вычитания из него значения U_1iмaкc(t) максимального из превышенных пороговых уровней. В результате на выходе преобразователя 2 значения сигнала по модулю (2ⁿ-1) формируют первый преобразованный по модулю (2ⁿ-1) сигнал S_1пм(t)=S_п (t)-U_1iмакс(t), значения S_1пм(t-jT _o) которого в различные моменты jT_o времени приведены в столбце 3 табл.1.

Первый преобразованный по модулю (2ⁿ-1) сигнал S_1пм(t) подают с выхода преобразователя 2 значения сигнала по модулю (2 ⁿ-1) на вход первого усилителя 4 в (2ⁿ+1) раз, на выходе которого получают первый усиленный преобразованный сигнал S_1пмy(t)=[S_п(t)-U_1iмакс (t)](2ⁿ+1), значения S_1пмy(t-jT_o ) которого в различные моменты jT_o времени приведены в столбце 5 табл.1.

Первый усиленный преобразованный сигнал S_1пмy(t) подают с выхода первого усилителя 4 в (2ⁿ+1) раз на первый вход первого сумматора 6, на второй вход которого с первого опорного выхода первого формирователя 8 пороговых уровней поступает первый опорный сигнал, значение которого постоянно и в (2ⁿ-1)/2 раз превышает максимально допустимое значение _макс погрешности. На выходе первого сумматора 6 получают первый передаваемый сигнал S_1пp(t)={[S _п(t)-U_1iмакс(t)] (2ⁿ+1)+ _макс(2ⁿ-1)/2}, значения S_1пp (t-jT_o) которого в различные моменты jT_o времени приведены в столбце 7 табл.1.

Второй передаваемый сигнал S_2пp(t) формируют путем преобразования первичного сигнала S_п(t) следующим образом.

Первичный сигнал S_п(t) подают на информационный вход преобразователя 3 значения сигнала по модулю (2ⁿ+1), на пороговые входы которого с второй группы пороговых выходов первого формирователя 8 пороговых уровней поступают (2ⁿ -1) пороговых уровней, значения U_2i=i(2ⁿ +1)× _макc, [i=0,(2ⁿ-2)], которых равномерно распределены в пределах шкалы U_ш0 значений первичного сигнала. С помощью преобразователя 3 значения сигнала по модулю (2ⁿ+1) сравнивают значение S_п(t) первичного сигнала со значениями S_2i всех (2ⁿ-1) пороговых уровней, определяют значение U_2iмакс(t) максимального из превышенных пороговых уровней и преобразуют значение S _п(t) первичного сигнала путем вычитания из него значения U_2iмакс(t) максимального из превышенных пороговых уровней. В результате на выходе преобразователя 2 значения сигнала по модулю (2ⁿ+1) формируют второй преобразованный по модулю (2ⁿ+1) сигнал S_2пм(t)=S_п (t)-U_2iмакс(t), значения S_2пм(t-jT _o) которого в различные моменты моменты jT_o времени приведены в столбце 4 табл.1.

Второй преобразованный по модулю (2ⁿ+1) сигнал S_2пм(t) подают с выхода преобразователя 3 значения сигнала по модулю (2 ⁿ+1) на вход первого усилителя 5 в (2ⁿ-1) раз, на выходе которого получают второй усиленный преобразованный сигнал S_2пму(t)=[S_п(t)-U_2iмакс (t)](2ⁿ-1), значения S_2пму(t-jT_o ) которого в различные моменты jТ_о времени приведены в столбце 6 табл.1.

Второй усиленный преобразованный сигнал S_2пму (t) подают с выхода первого усилителя 5 в (2ⁿ-1) раз на первый вход второго сумматора 7, на второй вход которого с второго опорного выхода первого формирователя 8 пороговых уровней поступает второй опорный сигнал, значение которого постоянно и в (2ⁿ+1)/2 раз превышает максимально допустимое значение _макс погрешности. На выходе второго сумматора 7 получают второй передаваемый сигнал S_2пp(t)={[S _п(t)-U_2iмакс(t)](2ⁿ-1)+ _макс(2ⁿ+1)/2}, значения S_2пр (t-jT_o) которого в различные моменты моменты jT _o времени приведены в столбце 8 табл.1.

Сформированные первый и второй передаваемые сигналы S_1пp (t) и S_2пp(t) подают с выходов первого и второго сумматоров 6 и 7 соответственно на входы первого и второго аналого-цифровых преобразователей 9 и 10, с помощью которых осуществляют аналого-цифровое преобразование указанных сигналов путем их дискретизации с выбранной частотой F_o=1/T_o опроса, квантования значений полученных в результате дискретизации выборок на 2²ⁿ уровней и кодирования значений полученных квантованных выборок равномерным двоичным безызбыточным кодом. В результате на выходах первого и второго аналого-цифровых преобразователей 9 и 10 получают первый и второй цифровые сигналы S_1ц(t)= S_1ц(t-jT_o) и S_2ц(t)= S_2ц(t-jT_o) в виде последовательностей двоичных слов S_1ц(t-jT_o) и S_2ц (t-jT_o), состоящих из 2n разрядов (значения символов двоичных слов S_1ц(t-jT_o) и S_2ц (t-jT_o) сформированных цифровых сигналов S_1ц (t) и S_2ц(t) в различные моменты jT_o времени приведены в столбцах 9 и 10 табл.1).

Сформированные с помощью первого и второго аналого-цифровых преобразователей 9 и 10 первый и второй цифровые сигналы S_1ц(t) и S _2ц(t) передают по каналу 11 связи на приемную сторону.

В процессе передачи цифровых сигналов S_1ц (t) и S_2ц(t) в результате воздействия нормального белого шума происходит искажение символов передаваемых двоичных слов S_1ц(t-jT_o) и S_2ц(t-jT _o), поэтому на выходе канала 11 связи могут возникать ошибки. Случайные векторы ошибок N₁(t) и N₂(t) в словах передаваемых цифровых сигналов S_1ц(t) и S _2ц(t) при нулевом математическом ожидании и стандартном отклонении _n=3 _макс нормального белого шума в различные моменты jT_o времени приведены соответственно в столбцах 11 и 12 табл.1 и в столбцах 3 и 4 табл.2.

На приемной стороне принимают полученные искаженные первый и второй цифровые сигналы S_1ц ^*(t) и S_2ц ^*(t) (значения искаженных символов двоичных слов S_1ц ^*(t-jT_o) и S_2ц ^*(t-jT_o) принятых цифровых сигналов S_1ц ^*(t) и S_2ц ^*(t) в различные моменты jT_o времени приведены в столбцах 13 и 14 табл.1 и в столбцах 5 и 6 табл.2), после чего восстанавливают последовательность S_п ^*(t) выборок первичного сигнала путем преобразования принятых из канала 7 связи искаженных цифровых сигналов S _1ц ^*(t) и S_2ц ^*(t). Осуществляют это следующим образом.

Полученные первый и второй цифровые сигналы S _1ц ^*(t) и S_2ц ^*(t) подают с первого и второго выходов канала 11 связи на входы соответственно первого и второго преобразователей 12 и 13 код/амплитуда импульса. С помощью первого и второго преобразователей 12 и 13 код/амплитуда импульса осуществляют преобразование значений двоичных слов S_1ц ^*(t-jT_o) и S_2ц ^*(t-jT_o) (см. столбцы 13 и 14 табл.1 и столбцы 5 и 6 табл.2) первого и второго принятых цифровых сигналов S_1ц ^*(t) и S_2ц ^*(t) в значения выборок S_1пр ^*(t-jT_o) и S_2пр ^*(t-jT_o) (значения этих выборок в различные моменты jT_o времени приведены в столбцах 7 и 8 табл.2) соответственно первого и второго принятых дискретных сигналов S_1пр ^*(t)= S_1пр ^*(t-jT_o) и S_2пр ^*(t)= S_2пр ^*(t-jT_o).

Первый и второй принятые дискретные сигналы S_1пр ^*(t) и S_2пр ^*(t) подают с выходов первого и второго преобразователей 12 и 13 код/амплитуда импульса на первые входы соответственно первого и второго вычитающих устройств 14 и 15, на вторые входы которых с первого и второго опорных выходов второго формирователя 23 пороговых уровней подают первый и второй опорные сигналы, значения которых постоянны и в (2ⁿ-1)/2 и в (2 ⁿ+1)/2 раз соответственно превышают максимально допустимое значение _макс погрешности. На выходах первого и второго вычитающих устройств 14 и 15 получают соответственно первый и второй уменьшенные принятые дискретные сигналы S_1пму ^*(t)=S_1пр ^*(t)- _макс(2ⁿ-1)/2 и S_2пму ^*(t)=S_2пр ^*(t)- _макс(2ⁿ+1)/2 значения S_1пму ^*(t-jT_o) и S_2пму ^*(t-jT_o) выборок которых в различные моменты jT_o времени приведены соответственно в столбцах 9 и 10 табл.2.

Первый уменьшенный принятый дискретный сигнал S_1пму ^*(t) подают с выхода первого вычитающего устройства 14 на информационный вход квантователя 16 на (2ⁿ+1) уровней, на пороговые входы которого с первой группы пороговых выходов второго формирователя 23 пороговых уровней поступают (2ⁿ+1) пороговых уровней, значения U_1i=i(2 ⁿ-1)× _макс,[i=0,2ⁿ], которых равномерно распределены в пределах шкалы U_ш0 значений первичного сигнала. С помощью квантователя 16 на (2ⁿ+1) уровней сравнивают значение S_1пму ^*(t-jT_o) каждой выборки (см. столбец 9 табл.2) первого уменьшенного принятого дискретного сигнала S_1пму ^*(t) со значениями U_1i всех (2 ⁿ+1) пороговых уровней, определяют значение U_1iмакс (t-jT_o) максимального из превышенных пороговых уровней и значение S_1пм ^*(t-jT_o)=U_1iмакс(t-jT _o) каждой квантованной выборки первого уменьшенного принятого дискретного сигнала S_1пм ^*(t) принимают равным соответствующему значению U_1iмакс(t-jT_o) максимального из превышенных пороговых уровней. В результате на выходе квантователя 16 на (2ⁿ+1) уровней формируют первый квантованный уменьшенный принятый дискретный сигнал S_1пмy ^*(t), значения S_1пм ^*(t-jT_o) выборок которого в различные моменты jT_o времени приведены в столбце 11 табл.2.

Второй уменьшенный принятый дискретный сигнал S _2пмy ^*(t) подают с выхода второго вычитающего устройства 15 на информационный вход квантователя 17 на (2ⁿ-1) уровней, на пороговые входы которого с второй группы пороговых выходов второго формирователя 23 пороговых уровней поступают (2ⁿ-1) пороговых уровней, значения U_2i=i(2 ⁿ+1)× _макс, [i=0,(2ⁿ-2)], которых равномерно распределены в пределах шкалы U_ш0 значений первичного сигнала. С помощью квантователя 17 на (2ⁿ-1) уровней сравнивают значение S_2пмy ^*(t-jT_o) каждой выборки (см. столбец 10 табл.2) второго уменьшенного принятого дискретного сигнала S_2пмy ^*(t) со значениями U_2i всех (2 ⁿ-1) пороговых уровней, определяют значение U_2iмакс (t-jT_o) максимального из превышенных пороговых уровней и значение S_2пм ^*(t-jT_o)=U_2iмакс(t-jT _o) каждой квантованной выборки второго уменьшенного принятого дискретного сигнала S_2пм ^*(t) принимают равным соответствующему значению U_2iмакс(t-jT_o) максимального из превышенных пороговых уровней. В результате на выходе квантователя 17 на (2ⁿ-1) уровней формируют второй квантованный уменьшенный принятый дискретный сигнал S_2пмy ^*(t), значения S_2пм ^*(t-jT_o) выборок которого в различные моменты jT_o времени приведены в столбце 12 табл.2.

После этого значение S_1пм ^*(t-jT_o) каждой выборки первого квантованного уменьшенного принятого дискретного сигнала усиливают с помощью второго усилителя 18 в (2ⁿ+1) раз, а значение S _2пм ^*(t-jT_o) каждой выборки второго квантованного уменьшенного принятого дискретного сигнала усиливают с помощью второго усилителя 19 в (2ⁿ-1) раз.

Далее первый и второй усиленные квантованные уменьшенные принятые дискретные сигналы (2ⁿ+1) S_1пм ^*(t-jT_o) и (2ⁿ-1)S _2пм ^*(t-jT_o) подают с выходов второго усилителя 18 в (2ⁿ+1) раз и второго усилителя 19 в (2ⁿ-1) раз соответственно на первый и второй входы третьего сумматора 20, на выходе которого получают единую последовательность S _пм ^*(t) квантованных уменьшенных выборок со значениями S _пм ^*(t-jT_o)=(2ⁿ+1) S _1пм ^*(t-jT_o)+(2ⁿ-l)S_2пм ^*(t-jT_o).

Затем с помощью усилителя 21 в (2^n-1) раз формируют единую последовательность S_пy ^*(t) усиленных восстановленных выборок первичного сигнала, значения S_пy ^*(t-jT_o)=(2^n-1)S _пм ^*(t-jT_o) которых в различные моменты jT_o времени приведены в столбце 13 табл.2.

Наконец, с помощью преобразователя 22 значений выборок по модулю (2²ⁿ-1) формируют последовательность S_п ^*(t) восстановленных выборок первичного сигнала. Для этого на соответствующие пороговые входы преобразователя 22 значений выборок по модулю (2²ⁿ-1) с третьей группы пороговых выходов второго формирователя 23 пороговых уровней подают (2²ⁿ-1) пороговых уровней, значения U_3i =i _макc, [i=0, 2²ⁿ-2], которых равномерно распределены в пределах шкалы U_шо значений первичного сигнала. При этом с помощью преобразователя 22 значений выборок по модулю (2²ⁿ-1) сравнивают значение S_пy ^*(t-jT_o) каждой усиленной восстановленной выборки первичного сигнала со значениями U_3i всех (2²ⁿ-1) пороговых уровней, определяют значение U _3iмакс(t-nТ_о) максимального из превышенных пороговых уровней и преобразуют значение S_пy ^*(t-jT_o) каждой усиленной восстановленной выборки первичного сигнала путем вычитания из него значения U _3iмакс(t-jТ_о) максимального из превышенных пороговых уровней. В результате на выходе преобразователя 22 значений выборок по модулю (2²ⁿ-1) получают последовательность S _п ^*(t)= S_п ^*(t-jT_o) восстановленных выборок первичного сигнала, значения S_п ^*(t-jT_o) которых в различные моменты jT_o времени приведены в столбце 14 табл.2.

Последовательность S_п ^*(t) восстановленных выборок первичного сигнала подают с выхода преобразователя 22 значений выборок по модулю (2²ⁿ-1) на вход фильтра 24 нижних частот с частотой среза, равной половине частоты F_o опроса. С помощью фильтра 24 нижних частот восстанавливают первичный сигнал S _пв(t) путем фильтрации последовательности S_п ^*(t) восстановленных выборок первичного сигнала.

Восстановленный первичный сигнал S_пв(t) с выхода фильтра 24 нижних частот подают на вход получателя 25 информации.

Основу изобретения составляет такой выбор типа преобразований первичного сигнала, при котором значение погрешности его восстановления на приемной стороне уменьшается в несколько раз при фиксированных значениях динамического диапазона D_п значений первичного сигнала и стандартного отклонения _n нормального белого шума n(t) в канале связи.

Например, в приведенном примере (см. табл.1 и табл.2) реализации заявленной системы цифровой передачи информации при значении динамического диапазона значений первичного сигнала D_п=U_ш0/ _макс=2²ⁿ=256 (n=4) случайные векторы ошибок N₁(t) и N₂(t) в словах принимаемых цифровых сигналов S_1ц ^*(t) и S_2ц ^* (t) возникают из-за действия в канале связи нормальных белых шумов n₁(t) и n₂(t) с нулевым математическим ожиданием и стандартным отклонением _n=3 _макс. При этом значения N₁(t-jT _o) и N₂(t-jT_o) векторов ошибок (см. столбцы 11 и 12 табл.1 и столбцы 3 и 4 табл.2) в различные моменты jT_o времени таковы, что примерно соответствуют вероятности ошибки на бит Р_б=0,2. Однако значения S_п ^*(t-jT_o) восстановленных выборок (см. столбец 14 табл.2) первичного сигнала на приемной стороне совпадают с соответствующими значениями S_п(t-jT _o) выборок (столбец 2 табл.2) первичного сигнала на передающей стороне.

Таким образом, достигается технический результат - повышение точности передачи информации при фиксированных значениях динамического диапазона D_п значений выборок первичного сигнала и стандартного отклонения _n нормального белого шума n(t) в канале связи.

Литература

1. Радиотехнические системы передачи информации: Учеб. Пособие для вузов. / В.А.Борисов, В.В.Калмыков, Я.М.Ковальчук и др.; Под. ред. В.В.Калмыкова. - М.: Радио и связь, 1990, с.204-205.

2. Основы построения телекоммуникационных систем и сетей: Учебник для вузов. / В.В.Крухмалев, В.Н.Гордиенко, А.Д.Моченов и др.; Под. ред. В.Н.Гордиенко и В.В.Крухмалева. - М.: Горячая линия - Телеком, 2004, с.238-239.

СИСТЕМА ЦИФРОВОЙ ПЕРЕДАЧИ ИНФОРМАЦИИ

СИСТЕМА ЦИФРОВОЙ ПЕРЕДАЧИ ИНФОРМАЦИИ