конвертер постоянного напряжения

Формула изобретения

Конвертер постоянного напряжения, содержащий ключевой транзистор с индуктивной нагрузкой, база которого через RC цепь подключена к источнику управляющего напряжения и непосредственно соединена с коллектором управляющего транзистора, причем эмиттеры обоих транзисторов соединены с отрицательной шиной питания, отличающийся тем, что в него введены дополнительно диод, включенный между коллектором ключевого транзистора и базой управляющего транзистора катодом в сторону коллектора, токозадающая цепь, включенная параллельно RC цепи, а также токозадающий элемент, включенный между источником управляющего напряжения и базой управляющего транзистора.

Описание изобретения к патенту

Предлагаемое устройство относится к категории автоколебательных конвертеров напряжения, выполненных на биполярных транзисторах с индуктивной нагрузкой. Областью применения изобретения является создание вторичных источников питания и зарядных устройств.

Существуют аналогичные устройства, реализованные на полевых транзисторах - см., например [1]. Однако чтобы реализовать такой конвертер для устранения недостатков, характерных для ключевых полевых транзисторов, необходимо использовать не менее десятка других транзисторов. Поэтому такие устройства слишком сложны и неэффективны для реализации на дискретных компонентах, вследствие чего их выполняют, в основном, в виде относительно дорогих интегральных микросхем. Кроме этого, поскольку мощность, выделяющаяся на ключевом транзисторе, определяется сопротивлением открытого канала и выходной емкостью, то рассеиваемая на полевых транзисторах мощность всегда превосходит этот показатель для биполярных транзисторов, естественно, при правильном выборе режима работы последних. Это определяется тем, что произведение сопротивления открытого ключа на выходную емкость у биполярных транзисторов имеет существенно меньшую величину по сравнению с полевыми транзисторами при одинаковом произведении максимально допустимого напряжения на максимально допустимый ток ключевого элемента. Поэтому в диапазоне мощностей в единицы Ватт сетевые конвертеры на биполярных транзисторах оказываются проще, эффективнее и дешевле аналогов на полевых транзисторах и именно этим обусловлено их массовое применение в качестве маломощных источников питания и зарядных устройств.

Такие устройства также известны [2]. В состав каждого такого устройства входит ключевой транзистор с нагрузочной индуктивностью, а также элементы, позволяющие осуществить автоколебательный режим работы конвертера.

Безусловным достоинством преобразователей такого типа является их простота и низкая стоимость, поскольку при использовании нагрузочной индуктивности с вторичными обмотками достаточно всего одного-двух транзисторов для реализации автоколебательного конвертера, пригодного для практического применения.

Основным же недостатком этих устройств является их низкая эффективность, обусловленная в первую очередь неудовлетворительным режимом коммутации индуктивности, вследствие чего до 25% от преобразуемой мощности выделяется на ключевом транзисторе. Это объясняется тем, что в известных преобразователях ток управления для ключевого транзистора формируется последовательной RC цепью, вследствие чего ток базы уменьшается во времени, в то время как ток коллектора, определяемый индуктивностью нагрузки, возрастает. Такой способ поддержания включенного состояния ключевого транзистора является наихудшим, поскольку для минимизации остаточного напряжения на ключе базовый ток не только не должен уменьшаться, а должен возрастать по мере увеличения тока коллектора. Вследствие этого ключевой транзистор в конце интервала заряда индуктивности находится практически в линейном режиме, что является причиной больших потерь на ключевом элементе из-за недостаточного его насыщения

Кроме этого, после того как управляющее напряжение на базе ключевого транзистора становится недостаточным для насыщения ключевого транзистора, этот транзистор запирается через относительно высокоомную базовую цепь, что является причиной возникновения эффекта Миллера. Все это приводит к значительному уменьшению скорости переключения и к увеличению мощности, рассеиваемой на ключевом транзисторе.

Указанные недостатки ограничивает область применимости известных устройств, которые используются только в качестве маломощных конвертеров с выходной мощностью 1-2 Вт, в основном в качестве маломощных зарядных устройств, поскольку при указанной выше доле потерь на ключевом транзисторе только такой уровень выходной мощности позволяет исключить необходимость применения радиаторов и сделать зарядные устройства достаточно компактными и дешевыми.

Наиболее близким к предлагаемому устройству по составу признаков является конвертер постоянного напряжения, представленный в [2] на рис.2. Это устройство содержит ключевой транзистор с индуктивной нагрузкой, база которого через RC цепь подключена к источнику управляющего напряжения и непосредственно соединена с коллектором управляющего транзистора, причем эмиттеры обоих транзисторов соединены с отрицательной шиной питания.

Управляющее напряжение создается обмоткой, индуктивно связанной с нагрузочной индуктивностью таким образом, что полярность управляющего напряжения противоположна по отношению к напряжению на коллекторе ключевого транзистора.

Для данного устройства характерны все достоинства и недостатки, изложенные выше. Кроме этого, в преобразователях такого типа, которые содержат элементы, ограничивающие величину тока коллектора ключевого транзистора, потери на ключевом транзисторе обусловлены еще одной причиной. В таких устройствах после завершения зарядного цикла ключевой транзистор совместно с транзистором ограничения тока оказывается охваченным обратной отрицательной связью по току, что превращает его в выходной транзистор обычного токостабилизатора. Причем выходной ток этого токостабилизатора в точности равен по величине току через индуктивность в момент окончания зарядного цикла. В результате в начальной стадии перехода к разрядному циклу все емкости, шунтирующие индуктивную нагрузку, перезаряжаются не общим током разомкнутой индуктивности, а только разностью между текущим значением тока через индуктивность и выходным током генератора стабильного тока. Это является причиной уменьшения скорости коммутации и, соответственно, дополнительного увеличения мощности, рассеиваемой на ключевом транзисторе.

Задачей настоящего изобретения является увеличение электрической эффективности конвертера постоянного напряжения за счет уменьшения потерь мощности на ключевом транзисторе.

С этой целью в конвертер постоянного напряжения, содержащий ключевой транзистор с индуктивной нагрузкой, база которого через RC цепь подключена к источнику управляющего напряжения и непосредственно соединена с коллектором управляющего транзистора, причем эмиттеры обоих транзисторов соединены с отрицательной шиной питания, введены дополнительно диод, включенный между коллектором ключевого транзистора и базой управляющего транзистора катодом в сторону коллектора, токозадающая цепь, включенная параллельно RC цепи, а также токозадающий элемент, включенный между источником управляющего напряжения и базой управляющего транзистора.

Управляющее напряжение создается обмоткой, индуктивно связанной с нагрузочной индуктивностью таким образом, что полярность управляющего напряжения противоположна по отношению к напряжению на коллекторе ключевого транзистора.

Упрощенная принципиальная схема конвертера представлена на фиг.1.

Конвертер постоянного напряжения содержит ключевой транзистор 1, нагрузочную индуктивность 2 с вторичными обмотками, одна из которых предназначена для формирования управляющего напряжения, управляющий транзистор 3, RC цепь 4 и токозадающую цепь 5, диод 6 и резистор 7, используемый в качестве токозадающего элемента.

Устройство работает следующим образом.

После подачи первичного напряжения U1 ток через резистор начального смещения начинает втекать в базу ключевого транзистора 1. Чтобы этот ток не замыкался через базовую обмотку на отрицательную шину питания, в токозадающей цепи 5 используется диод. В результате ключевой транзистор 1 становится активным, а за счет противоположной фазы формирования управляющего напряжения по отношению к коллекторному напряжению этого транзистора устройство оказывается охваченным положительной ОС по цепи - коллектор ключевого транзистора 1, вторичная обмотка нагрузочной индуктивности 2, RC цепь 4, база ключевого транзистора 1. Наличие положительной обратной связи приводит к быстрому увеличению коллекторного тока ключевого транзистора 1 и уменьшению напряжения на его коллекторе.

Вследствие этого уменьшения на вторичной обмотке индуктивной нагрузки 2 появляется возрастающее положительное управляющее напряжение, при этом к начальному току смещения сначала добавляется ток через RC цепь 4, а затем, когда управляющее напряжение превысит напряжение открывания диода токозадающей цепи 5, этот ток многократно возрастает за счет включенного последовательно с диодом низкоомного резистора этой цепи. В результате ключевой транзистор 1 насыщается, причем большая величина базового тока поддерживается все время, пока ключевой транзистор 1 находится в состоянии насыщения, поскольку в токозадающей цепи 5 отсутствует разделительная емкость.

Одновременно ток от источника управляющего напряжения должен был бы через резистор 7 поступать и в базу управляющего транзистора 3, который противодействовал бы насыщению ключевого транзистора 1, отводя часть его базового тока на отрицательную шину питания.

Однако из-за быстрого уменьшения напряжения на коллекторе ключевого транзистора 1 ток через резистор 7 втекает не в базу управляющего транзистора 3, а перезаряжает внутреннюю емкость диода 6, в результате чего транзистор 3 остается выключенным и не препятствует насыщению ключевого транзистора 1.

После того как ключевой транзистор 1 оказывается в состоянии насыщения, диод 6 открывается и удерживает управляющий транзистор 3 в выключенном состоянии.

Поскольку ток через нагрузочную индуктивность 2 и, соответственно, через ключевой транзистор 1 возрастает, суммарное падение на эмиттерном резисторе ключевого транзистора 1 и на его насыщенном переходе коллектор-эмиттер также увеличивается. Это продолжается до тех пор, пока суммарное падение напряжения, приложенное к катоду диода 6, не превысит напряжения открывания базо-эмиттерного перехода управляющего транзистора 3. При этом следует учитывать взаимную компенсацию падений напряжения на диоде 6 и диоде, включенном последовательно с базо-эмиттерным переходом управляющего транзистора 3. Как только управляющий транзистор 3 начинает открываться, оба транзистора 1, 3 оказываются охваченными второй цепью положительной ОС через диод 6 и его внутреннюю емкость. Из-за этой связи управляющий транзистор 3 быстро насыщается и шунтирует базо-эмиттерный переход ключевого транзистора 1, что способствует быстрому выводу неосновных носителей заряда, накопленных в базовом переходе этого транзистора, а также полностью нейтрализует эффект Миллера. В результате скорость изменения напряжения на коллекторе ключевого транзистора 1 определяется только емкостью коллекторного перехода и достигает 6-8 тысяч В/мкс (400 В за 50-60 нс).

После запирания ключевого транзистора 1 начинается процесс разряда индуктивности на нагрузку, причем этот транзистор удерживается в запертом состоянии за счет изменения полярности управляющего напряжения, приложенного к его базо-эмиттерному переходу через RC цепь 4. Новый зарядный цикл работы конвертера начинается сразу же после полного разряда индуктивной нагрузки 2 и смены на ней полярности напряжения из-за резонансных явлений, причем из-за спада напряжения на коллекторе ключевого транзистора 1 появляется ток через внутреннюю емкость диода 6, который нейтрализует управляющий транзистор 3 на время переключения.

Из описания принципа действия следует, что основным отличием заявляемого устройства от прототипа является использование положительной обратной связи, охватывающей транзисторы 1, 3 в момент размыкания ключевого транзистора 1. В работе устройства важную роль играет внутренняя емкость диода 6. Если эта емкость оказывается недостаточной, диод 6 можно зашунтировать внешним конденсатором. Аналогичный результат также может быть получен при включении конденсатора параллельно базо-эмиттерному переходу управляющего транзистора 3.

В низковольтных применениях в качестве диода 6 может быть использован диод Шоттки, при этом максимальное напряжение на коллекторе насыщенного ключевого транзистора 1 не может превысить разности между напряжением базо-эмиттерного перехода управляющего транзистора 3 и прямого падения на диоде Шоттки. Диод, включенный последовательно с базой управляющего транзистора 3, при этом не используется. Выполненные таким образом конвертеры могут эффективно работать даже при входном напряжении в 1 В. Следует отметить, что в низковольтном варианте заявляемого устройства индуктивная нагрузка 2 может не иметь вторичных обмоток, при этом управляющее напряжение формируется путем инверсии коллекторного напряжения ключевого транзистора 1, например, с помощью p-n-p транзистора, эмиттер которого подключен к положительной шине питания. Такой вариант заявляемого конвертера, выполняющего функции преобразователя напряжение - ток, изображен на фиг.3, причем при использовании двух транзисторных сборок (например, типа BCV62 и BC817U) устройство занимает на печатной плате практически столько же места, сколько его необходимо для любого интегрального аналога, и, будучи в несколько раз дешевле, не уступает аналогам на полевых транзисторах по эффективности при фиксированной выходной мощности. Выходную мощность этого устройства можно уменьшать с помощью резистора в эмиттере ключевого транзистора 1.

В высоковольтных применениях в качестве диода 6 проще использовать обычный быстродействующий диод, при этом для увеличения базо-эмиттерного напряжения управляющего транзистора 3 между его базой и анодом диода 6 включается один или несколько прямосмещенных диодов, а между отрицательной шиной питания и эмиттером ключевого транзистора 1 включается резистор, ограничивающий максимальное значение тока через индуктивную нагрузку 2.

Необходимо отметить, что при использовании резистора в токозадающей цепи 5, она может быть объединена с RC цепью 4 путем соединения анода диода токозадающей цепи 5 с верхним по схеме выводом конденсатора RC цепи 4 и исключения более высокоомного из двух параллельно включенных резисторов этих цепей. В таком случае для дополнительного увеличения скорости коммутации возможно обеспечить отрицательное напряжение на базе ключевого транзистора 1, подключив коллектор управляющего транзистора 3 не к катоду, а к аноду диода токозадающей цепи 5.

Если токозадающая цепь 5 содержит диод и резистор, то значение тока через нее выбирается таким, чтобы он мог удерживать ключевой транзистор 1 в глубоком насыщении при максимальном токе через нагрузочную индуктивность 2. Вместо резистора в токозадающей цепи 5 можно также использовать индуктивность для дополнительного снижения мощности, рассеиваемой на ключевом транзисторе. В таком случае ее величина выбирается таким образом, чтобы в течение зарядного цикла между током коллектора ключевого транзистора 1 и током через токозадающую цепь 5 поддерживалось постоянное соотношение, например, 10. При этом потери в базовой цепи ключевого транзистора 1 оказываются минимальными, однако необходимо, чтобы в качестве резистора 7 также использовалась индуктивность в несколько раз большей величины. Такой вариант заявляемого устройства представлен на фиг.2. Следует отметить, что практически вся энергия, накапливаемая в этих индуктивностях в течение зарядного цикла, передается в нагрузку. Это объясняется тем, что в рабочем цикле обе индуктивности заряжаются пропорционально заряду нагрузочной индуктивности 2, поэтому после смены полярности напряжения управления на вторичной обмотке ток базы управляющего транзистора 3 сохраняется, транзистор остается в насыщенном состоянии, а следовательно сохраняется цепь разряда для индуктивности токозадающей цепи 5 через промежуток эмиттер-коллектор этого транзистора. При этом токи разряда обеих индуктивностей проходят через вторичную обмотку нагрузочной индуктивности 2 и, поскольку первичная обмотка разомкнута, через трансформаторную связь между вторичными обмотками передаются на нагрузку. Поэтому с учетом существенно меньшей мощности, рассеиваемой на ключевом транзисторе, в таком виде заявляемое устройство имеет более высокий КПД по сравнению с конвертерами на МОП транзисторах.

Возможен также вариант, в котором только резистор токозадающей цепи 5 заменен индуктивностью, однако при этом необходимы некоторые дополнения в составе устройства для обеспечения цепи разряда этой индуктивности.

Регулировка выходной мощности конвертера производится путем ввода внешнего регулирующего тока в базу управляющего транзистора 3. Это приводит к уменьшению насыщающего тока, поступающего в базу ключевого транзистора 1, поскольку часть тока токозадающей цепи 5 отводится через транзистор 3 на отрицательную шину питания. В результате напряжение на коллекторе ключевого транзистора 1 начинает увеличиваться при меньшем токе через индуктивную нагрузку 2, зарядный цикл укорачивается, а соответственно уменьшается мощность, передаваемая в нагрузку. Кроме этого возможно использовать регулировку сопротивления канала полевого транзистора, используемого в качестве эмиттерного резистора у ключевого транзистора 1.

Предлагаемое устройство, выполненное в объеме стандартного малогабаритного зарядного устройства, рассчитанного на мощность в 1,8 Вт, при использовании трансформатора с таким же общим объемом 13×13×13 мм и на тех же компонентах (кроме выпрямительного диода в выходной секции и конденсаторов фильтров) позволяет обеспечить максимальную выходную мощность 6 В × 2,4 А, ограничиваемую только возможностями трансформатора. При этом на ключевом транзисторе выделяется приблизительно такая же мощность, как в исходном зарядном устройстве. При испытаниях в обоих устройствах использовался биполярный ключевой транзистор типа ST 13003.

Источники информации

1. Power Integrations. TOP 221-227. Datasheet.

2. Грошев В.Я. «Модернизация маломощного зарядного устройства». Электронный журнал «Радиолоцман», № 9, 2011, стр.50. URL www.rlocman.ru/book /book.html.