способ спектральной обработки дополнительных сигналов

Формула изобретения

1. Способ спектральной обработки дополнительных сигналов, в котором производят излучение импульсных фазокодоманипулированных сигналов с изменением кода фазовой манипуляции от периода к периоду зондирования, выполняют прием отраженных сигналов и их обработку, при этом в каждом периоде зондирования излучают один из двух согласованных друг с другом фазокодоманипулированных сигналов, у которых амплитуды боковых лепестков автокорреляционных функций равны по модулю, но имеют противоположные знаки, а основные пики автокорреляционных функций равны, при приеме отраженных сигналов производят их сжатие отдельно для каждого периода зондирования, отличающийся тем, что для каждого полученного элемента дальности разделяют отсчеты результатов сжатия четных и нечетных периодов зондирования, затем для разделенных отсчетов результатов сжатия выполняют два N-точечных дискретных преобразования Фурье с получением двух дискретных спектров, фазовые соотношения между отсчетами дискретных спектров корректируют, после чего выполняют их суммирование.

2. Способ спектральной обработки дополнительных сигналов по п.1, отличающийся тем, что до разделения отсчетов результатов сжатия четных и нечетных периодов зондирования выполняют весовую оконную обработку.

3. Способ спектральной обработки дополнительных сигналов по п.1, отличающийся тем, что перед двумя N-точечными дискретными преобразованиями Фурье выполняют весовую оконную обработку.

Описание изобретения к патенту

Изобретение относится к системам, использующим отражение или вторичное излучение радиоволн, например, к радарным, в которых для передачи импульсов используется фазовая модуляция частоты. Заявляемый способ может использоваться в устройствах обработки радио- и радиолокационных сигналов для улучшения распознавания широкополосных сигналов на фоне шумов.

Развитие современных радиолокационных систем неразрывно связано с применением сложно-модулированных зондирующих сигналов. Применение сложных сигналов способствует повышению энергетического потенциала, помехоустойчивости, скрытности и электромагнитной совместимости радиолокационных систем, а также позволяет достичь высоких показателей разрешающей способности по информативным параметрам полезных сигналов [Радиоэлектронные системы: основы построения и теория. Справочник / Ширман Я.Д., Лосев Ю.И., Минервин Н.Н., Москвитин С.В., Горшков С.А., Леховицкий Д.И., Левченко Л.С. / Под ред. Я.Д. Ширмана. - М.: ЗАО «МАКВИС», 1998, стр.108]. Среди многообразия сложных сигналов нашли широкое применение сигналы с фазокодовой манипуляцией (ФКМ сигналы). А в связи с развитием статистических методов анализа и синтеза устройств обработки сигнала первостепенное значение для характеристики зондирующего сигнала приобрела автокорреляционная функция (АКФ).

При приеме отраженные сигналы сжимаются в короткие импульсы в фильтре сжатия. Как правило, для этого используется согласованный фильтр (оптимальный фильтр). За длительность сжатого ФКМ сигнала принимается ширина основного пика его АКФ, однако за его пределами наблюдаются побочные максимумы (боковые лепестки). Основной пик используется для дальнейшей обработки, а боковые лепестки являются помехами, которые могут быть приняты за ложные цели, поэтому их уровень должен быть минимален.

Один из подходов, позволяющий минимизировать боковые лепестки - это использование пары сигналов, промодулированных дополнительными последовательностями [Варакин Л.Е. Системы связи с шумоподобными сигналами - М.: Радио и связь, 1985 стр.72). Такие сигналы одинаковой длины, имеющие боковые лепестки своих ЛКФ равные по модулю и противоположные по знаку, называют дополнительными.

В качестве прототипа для заявляемого способа выбран способ подавления боковых лепестков автокорреляционной функции широкополосного сигнала [Патент RU № 2335782, МПК G01S 7/36 2006], в котором в каждом периоде зондирования излучают один из двух, согласованных друг с другом фазокодоманипулированных сигналов, у которых амплитуды боковых лепестков автокорреляционных функций равны по модулю, но имеют противоположные знаки, а основные пики автокорреляционных функций равны. При приеме отраженных сигналов производят их сжатие (оптимальную фильтрацию) отдельно для каждого периода повторения зондирующих импульсов, суммируют результаты сжатия с задержкой первого результата относительно второго на период зондирования в соответствии с временным положением согласованных друг с другом фазокодоманипулированных сигналов. Если фазокодоманипулированные сигналы были согласованы, то уровень боковых лепестков результата суммирования будет равен нулю, а полезный сигнал (основной пик) увеличится в два раза.

Недостаток данного способа заключается в сильной зависимости результата суммирования от доплеровской добавки к частоте отраженного сигнала. При нулевом доплеровском смещении сигналы, принятые в разных периодах излучения, складываются, взаимно компенсируя боковые лепестки своих АКФ. Наличие же доплеровской добавки от подвижной цели приводит к тому, что между двумя сигналами, принятыми в разные периоды зондирования, возникает фазовый сдвиг, приводящий к ошибкам суммирования отсчетов двух сжатых сигналов и увеличению уровня боковых лепестков.

Технический результат заявляемого изобретения направлен на повышение разрешающей способности радарных систем и повышение помехоустойчивости канала связи в средствах связи.

Технический результат заявляемого способа спектральной обработки дополнительных сигналов достигается тем, что производят излучение импульсных фазокодоманипулированных сигналов с изменением кода фазовой манипуляции от периода к периоду зондирования, выполняют прием отраженных сигналов и их обработку, при этом в каждом периоде зондирования излучают один из двух, согласованных друг с другом фазокодоманипулированных сигналов, у которых амплитуды боковых лепестков автокорреляционных функций равны по модулю, но имеют противоположные знаки, а основные пики автокорреляционных функций равны. При приеме отраженных сигналов производят их сжатие отдельно для каждого периода зондирования. Затем для каждого полученного элемента дальности разделяют отсчеты результатов сжатия четных и нечетных периодов зондирования. Для разделенных отсчетов результатов сжатия выполняют два N-точечных дискретных преобразования Фурье (ДПФ) с получением двух дискретных спектров. Фазовые соотношения между отсчетами дискретных спектров корректируют, после чего выполняют их суммирование.

Сущность изобретения состоит в том, что выполняют спектральную обработку дополнительных сигналов, в качестве которых используют два согласованных фазокодоманипулированных (ФКМ) сигнала, у которых амплитуды боковых лепестков АКФ равны по модулю, но имеют противоположные знаки, а основные пики АКФ равны. ФКМ сигналы излучают поочередно последовательно от периода к периоду зондирования. При приеме отраженных сигналов производят их сжатие (оптимальную фильтрацию) отдельно для каждого периода зондирования с получением отсчетов результатов сжатия. Общее количество периодов зондирования равно 2N, причем N=2^m, где m - целое число. Количество отсчетов результатов сжатия, полученных в течение 2N периодов зондирования, будет соответствовать одному элементу дальности. После этого для каждого полученного элемента дальности выполняют разделение отсчетов результатов сжатия на N отсчетов, полученных в четные периоды зондирования и N отсчетов, полученных в нечетные периоды зондирования.

Для вычисления спектральных отсчетов выполняют два N-точечных дискретных преобразования Фурье (ДПФ). Для первого N-точечного ДПФ используют отсчеты результатов сжатия нечетных периодов зондирования, а для второго N-точечного ДПФ - отсчеты результатов сжатия четных периодов зондирования. Полученные спектральные отсчеты будут иметь фазовую разность, обусловленную доплеровским эффектом, равную , где k=0 (N-1) - номер спектрального отсчета. Для корректировки фазовых соотношений предлагается выполнить умножение спектральных отсчетов первого N-точечного ДПФ на множитель или умножение спектральных отсчетов второго N-точечного ДПФ на множитель , где j - мнимая единица. Предлагаемые множители W(k) получают математическим путем. После этого скорректированные спектральные отсчеты двух N-точечных ДПФ складывают поэлементно.

Таким образом, для каждого элемента дальности сумма скорректированных спектральных отсчетов будет содержать составляющие полезного сигнала, а составляющие боковых лепестков будут подавлены, и чем больше периодов зондирования, тем сильнее эффект подавления.

На фиг.1 изображено устройство для спектральной обработки принятых отраженных сигналов.

Устройство состоит из управляемого оптимального фильтра 1 (УОФ), коммутатора 2, первого 3 и второго 4 оперативных запоминающих устройств (ОЗУ), первого 5 и второго 6 блоков N-точечных ДПФ, умножителя 7, постоянного запоминающего устройства 8 (ПЗУ) и сумматора 9. Вход УОФ 1 является входом устройства, на который поступают отраженные сигналы. Выход УОФ 1 соединен с входом коммутатора 2. Первый выход коммутатора 2 соединен с входом первого ОЗУ 3. Второй выход коммутатора 2 соединен с входом второго ОЗУ 4. Выход первого ОЗУ 3 соединен с входом первого блока N-точечного ДПФ 5. Выход второго ОЗУ 4 соединен с входом второго блока N-точечного ДПФ 6. Выход первого блока N-точечного ДПФ 5 соединен с первым входом сумматора 9. Выход второго блока N-точечного ДПФ 6 соединен с первым входом умножителя 7. Выход ПЗУ 8 соединен со вторым входом умножителя 7. Выход умножителя 7 соединен со вторым входом сумматора 9. Выход сумматора 9 является выходом устройства.

Спектральная обработка принятых отраженных сигналов реализуется устройством следующим образом.

В каждом периоде зондирования УОФ 1 согласован с используемым в данном периоде излученным ФКМ сигналом и производит сжатие соответствующего ему отраженного сигнала. Коммутатор 2 подключает выход УОФ 1 в нечетные периоды зондирования к входу первого ОЗУ 3, а в четные периоды зондирования к входу второго ОЗУ 4. При этом первое ОЗУ 3 накапливает отсчеты результатов сжатия отраженных сигналов, принятых в нечетные периоды зондирования, а второе ОЗУ 4 накапливает отсчеты результатов сжатия отраженных сигналов, принятых в четные периоды зондирования. Накопление происходит в течение 2N периодов зондирования.

После этого для каждого элемента дальности накопленное количество N отсчетов результатов сжатия нечетных периодов зондирования поступает с выхода первого ОЗУ 3 на первый блок N-точечного ДПФ 5, а накопленное количество N отсчетов результатов сжатия четных периодов зондирования поступает с выхода второго ОЗУ 4 на второй блок N-точечного ДПФ 6. Каждый блок N-точечного ДПФ вычисляет N спектральных отсчетов для каждого элемента дальности.

Спектральные отсчеты на выходе первого 5 и второго 6 блоков N-точечных ДПФ будут иметь фазовую разность, обусловленную доплеровским эффектом, равную , где k - номер спектрального отсчета.

Для корректировки фазовых соотношений между спектральными отсчетами на выходе первого 5 и второго 6 блоков N-точечных ДПФ умножитель 7 производит перемножение спектральных отсчетов с выхода второго блока N-точечного ДПФ 6 и коэффициентов , которые сохраняет ПЗУ 8. Сумматор 9 производит суммирование скорректированных спектральных отсчетов с выхода умножителя 7 и спектральных отсчетов с выхода первого блока N-точечного ДПФ 5. При этом на выходе сумматора 9 будут присутствовать спектральные отсчеты, соответствующие полезному сигналу, а составляющие боковых лепестков будут подавлены, так как фазовая разность, обусловленная доплеровским эффектом, скорректирована. И чем больше количество отсчетов результатов сжатия N, тем точнее выполняется корректировка и сильнее подавление составляющих боковых лепестков.

В данном устройстве также для улучшения распознавания сигналов может быть реализована и весовая оконная обработка (например, Хэмминга или Блэкмана, или Кайзера, или другие известные), которую могут выполнять как до разделения отсчетов результатов сжатия четных и нечетных периодов зондирования, так и непосредственно перед двумя N-точечными ДПФ.

На фиг.2 изображен дискретный спектр бокового лепестка, получаемый без корректировки фазовых соотношений между спектральными отсчетами на выходе первого 5 и второго 6 блоков N-точечных ДПФ (N=512, весовая оконная обработка Хэмминга). При этом уровень спектральной составляющей бокового лепестка равен -9 дБ. На фиг.3 изображен дискретный спектр бокового лепестка, получаемый после корректировки фазовых соотношений, при этом уровень спектральной составляющей бокового лепестка уменьшен до -57 дБ.

Таким образом использование дополнительных сигналов и спектрального анализа с коррекцией фазовых соотношений между спектральными отсчетами, позволяет значительно уменьшить влияние боковых лепестков на результат обработки. В радарных системах это повышает разрешающую способность системы, а в средствах связи -помехоустойчивость канала связи.

Промышленная применимость данного способа возможна, исходя из того, что все используемые операции (умножение, суммирование и ДПФ) практически реализуемы в цифровой технике, а также программным способом в вычислительной технике.