управляемый избирательный усилитель

Формула изобретения

Избирательный усилитель, содержащий источник сигнала (1), подключенный к базе первого (2) входного транзистора, второй (3) входной транзистор, первый (4) токостабилизирующий двухполюсник, включенный между эмиттером первого (2) входного транзистора и первой (5) шиной источника питания, второй (6) токостабилизирующий двухполюсник, включенный между эмиттером второго (3) входного транзистора и первой (5) шиной источника питания, первый (7) корректирующий конденсатор, включенный между эмиттером первого (2) и второго (3) входных транзисторов, первый (8) частотозадающий резистор, включенный между коллектором первого (2) входного транзистора и второй (9) шиной источника питания, второй (10) корректирующий конденсатор, второй (11) частотозадающий резистор, причем коллектор второго (3) входного транзистора связан по постоянному току со второй (9) шиной источника питания, отличающийся тем, что второй (10) корректирующий конденсатор включен между базой второго (3) входного транзистора и коллектором первого (2) входного транзистора, второй (11) частотозадающий резистор включен между базой второго (3) входного транзистора, связанной с выходом устройства (13), и общей шиной (12) источников питания, причем параллельно второму (11) частотозадающему резистору включен по переменному току дополнительный корректирующий конденсатор (14).

Описание изобретения к патенту

Изобретение относится к области радиотехники и связи и может использоваться в устройствах фильтрации радиосигналов, системах связи, радиолокации и т.п.

В задачах выделения высокочастотных сигналов сегодня широко используются интегральные операционные усилители со специальными элементами RC-коррекции, формирующими амплитудно-частотную характеристику резонансного типа [1, 2]. Однако классическое построение таких избирательных усилителей (ИУ) сопровождается значительными энергетическими потерями, которые идут в основном на обеспечение статического режима достаточно большого числа второстепенных транзисторов, образующих операционный усилитель [1, 2]. В этой связи весьма актуальной является задача построения специализированных избирательных усилителей на биполярных транзисторах, обеспечивающих выделение узкого спектра сигналов с достаточно высокой добротностью (Q) резонансной характеристики (Q=2÷10) без «лишних» активных элементов при малом энергопотреблении.

Известны схемы ИУ на основе биполярных транзисторов, которые обеспечивают формирование амплитудно-частотной характеристики коэффициента усиления по напряжению в заданном диапазоне частот f=f_в-f_н [3-28]. Причем их верхняя граничная частота f_в иногда формируется инерционностью транзисторов схемы (емкостью на подложку), а нижняя f_н определяется корректирующим конденсатором.

Ближайшим прототипом заявляемого устройства является избирательный усилитель, представленный в патенте US 4.267.518 fig.6. Он содержит источник сигнала 1, подключенный к базе первого 2 входного транзистора, второй 3 входной транзистор, первый 4 токостабилизирующий двухполюсник, включенный между эмиттером первого 2 входного транзистора и первой 5 шиной источника питания, второй 6 токостабилизирующий двухполюсник, включенный между эмиттером второго 3 входного транзистора и первой 5 шиной источника питания, первый 7 корректирующий конденсатор, включенный между эмиттером первого 2 и второго 3 входных транзисторов, первый 8 частотозадающий резистор, включенный между коллектором первого 2 входного транзистора и второй 9 шиной источника питания, второй 10 корректирующий конденсатор, второй 11 частотозадающий резистор, причем коллектор второго 3 входного транзистора связан по постоянному току со второй 9 шиной источника питания.

Существенный недостаток известного ИУ-прототипа состоит в том, что он не обеспечивает высокую добротность

амплитудно-частотной характеристики (АЧХ) и большой коэффициент усиления по напряжению К₀>1 на частоте квазирезонанса (f₀).

Основная задача предлагаемого изобретения состоит в повышении добротности АЧХ ИУ и его коэффициента усиления по напряжению (К₀ ) на частоте квазирезонанса f₀. Это позволяет в ряде случаев уменьшить общее энергопотребление и реализовать высококачественное избирательное устройство с Q=5÷50.

Поставленная задача решается тем, что в избирательном усилителе фиг.1 источник сигнала 1, подключенный к базе первого 2 входного транзистора, второй 3 входной транзистор, первый 4 токостабилизирующий двухполюсник, включенный между эмиттером первого 2 входного транзистора и первой 5 шиной источника питания, второй 6 токостабилизирующий двухполюсник, включенный между эмиттером второго 3 входного транзистора и первой 5 шиной источника питания, первый 7 корректирующий конденсатор, включенный между эмиттером первого 2 и второго 3 входных транзисторов, первый 8 частотозадающий резистор, включенный между коллектором первого 2 входного транзистора и второй 9 шиной источника питания, второй 10 корректирующий конденсатор, второй 11 частотозадающий резистор, причем коллектор второго 3 входного транзистора связан по постоянному току со второй 9 шиной источника питания, предусмотрены новые элементы и связи -второй 10 корректирующий конденсатор включен между базой второго 3 входного транзистора и коллектором первого 2 входного транзистора, второй 11 частотозадающий резистор включен между базой второго 3 входного транзистора, связанной с выходом устройства 13, и общей шиной 12 источников питания, причем параллельно второму 11 частотозадающему резистору включен по переменному току дополнительный корректирующий конденсатор 14.

Схема усилителя-прототипа показана на фиг.1. На фиг.2 представлена схема заявляемого устройства в соответствии с формулой изобретения.

На фиг.3 представлена схема ИУ фиг.2 на n-p-n SiGe транзисторах в среде Cadence.

На фиг.4 показаны логарифмическая амплитудно-частотная (ЛАЧХ) и фазочастотная (ФЧХ) характеристики ИУ фиг.3 в диапазоне частот от 1 МГц до 100 ГГц при Cvar=50пФ, R12=128 Ом, С1=280 фФ.

На фиг.5 приведены ЛАЧХ и ФЧХ ИУ фиг.3 в диапазоне частот от 1 МГц до 100 ГГц при Cvar=5пФ, R12=131 Ом, С1=450 фФ.

На фиг.6 приведена ЛАЧХ ИУ фиг.3 в диапазоне частот от 1 МГц до 100 ГГц при Cvar=5 пФ и 50 пФ.

На фиг.7 показана ЛАЧХ ИУ фиг.3 в диапазоне частот от 1 МГц до 100 ГГц при Cvar=50pF и токе Ivar, изменяющимся в диапазоне от 0,4 мА до 1 мА с шагом 0,2 мА.

На фиг.8 представлена ЛАЧХ ИУ фиг.3 в диапазоне частот от 1 МГц до 100 ГГц при Cvar=5pF и токе Ivar, изменяющимся в диапазоне от 0,4 мА до 1 мА с шагом 0,2 мА.

Избирательный усилитель фиг.2 содержит источник сигнала 1, подключенный к базе первого 2 входного транзистора, второй 3 входной транзистор, первый 4 токостабилизирующий двухполюсник, включенный между эмиттером первого 2 входного транзистора и первой 5 шиной источника питания, второй 6 токостабилизирующий двухполюсник, включенный между эмиттером второго 3 входного транзистора и первой 5 шиной источника питания, первый 7 корректирующий конденсатор, включенный между эмиттером первого 2 и второго 3 входных транзисторов, первый 8 частотозадающий резистор, включенный между коллектором первого 2 входного транзистора и второй 9 шиной источника питания, второй 10 корректирующий конденсатор, второй 11 частотозадающий резистор, причем коллектор второго 3 входного транзистора связан по постоянному току со второй 9 шиной источника питания. Второй 10 корректирующий конденсатор включен между базой второго 3 входного транзистора и коллектором первого 2 входного транзистора, второй 11 частотозадающий резистор включен между базой второго 3 входного транзистора, связанной с выходом устройства 13, и общей шиной 12 источников питания, причем параллельно второму 11 частотозадающему резистору включен по переменному току дополнительный корректирующий конденсатор 14.

Рассмотрим работу схемы фиг.2.

Источник входного сигнала 1 (u_вх) изменяет ток коллектора первого входного транзистора 2. В силу комплексного характера нагрузки его коллекторной цепи на выходе 13 ИУ воспроизводится амплитудно-частотная характеристика полосно-пропускающего типа - конденсатор 10 обеспечивает высокое подавление входного сигнала в области нижних частот (f<f₀), а конденсатор 14 - в области верхних частот (f>f₀). Функция масштабного преобразования коллекторного тока транзистора 2 реализуется на резисторах 8 и 11.

Комплексный коэффициент передачи ИУ фиг.2 как отношение выходного напряжения (выход устройства 13) к входному напряжению u_вх (1) определяется формулой, которую можно получить с помощью методов анализа электронных схем

где f - частота входного сигнала;

f₀ - частота квазирезонанса избирательного усилителя;

Q - добротность АЧХ избирательного усилителя;

К₀ - коэффициент усиления ИУ на частоте квазирезонанса f₀.

Если на частоте квазирезонанса f₀ реактивное сопротивление емкости конденсатора 7 значительно меньше, чем сумма эмиттерных сопротивлений транзисторов 2 и 3, то

где С₁₀, С₁₄, R ₈, R₁₁ - параметры элементов 10, 14, 8 и 11.

При этом добротность ИУ определяется формулой

где ₂ - коэффициент передачи по току эмиттера транзистора 2;

h_11.i - h-параметр i-гo транзистора в схеме с общей базой;

- эквивалентное затухание пассивной частото-

зависимой цепи в коллекторе транзистора 2.

За счет выбора параметров элементов, входящих в формулу (3), можно обеспечить Q>>1.

Если реализовать условие

то добротность Q и коэффициент усиления К₀

Однако в общем случае формула для коэффициента усиления К₀ в комплексном коэффициенте передачи (1) имеет вид

Важной особенностью схемы является возможность оптимизации ее параметрической чувствительности. Оптимальным соотношением является равенство емкостей конденсаторов 10 и 14 (C₁₀=C₁₄=C). В этой связи необходимое значение добротности Q может быть реализовано параметрически - установлением определенного соотношения между сопротивлениями резисторов 11 (R₁₁) и h_11.2, h_11.3 , которые определяются токами источников тока 4 и 6.

где _T 25 мВ - температурный потенциал;

I₀ - некоторое опорное значение тока, например I₀=1 мА.

Поэтому параметрическое условие реализации необходимой добротности легко реализуется выбором режимов работы транзисторов 3 и 2. В частности, при выполнении равенства

обеспечивается экстремально низкая чувствительность добротности ИУ к емкостным элементам схемы. Действительно, указанная выше оптимальность соотношения их номиналов (C₁₀=C ₁₄) позволяет реализовать равенство

В практических задачах условие (10) может использоваться для повышения стабильности параметров ИУ в режимах настройки или масштабной перестройки частоты квазирезонанса, которую целесообразно осуществлять током I₆=I _var.

Равенство C₁₄=C₁₀ =C не противоречит условию равнономинальности пассивных элементов схемы (R₁₁=R₈=R). В этом случае параметр R

что обеспечивает реализацию требуемой добротности ИУ.

Представленные на чертежах фиг.4-8 результаты моделирования предлагаемого ИУ фиг.2-3 подтверждают указанные свойства заявляемых схем.

Из фиг.6 следует, что емкость конденсатора 7 (C₇=C_var) оказывает положительное влияние на ослабление входного сигнала в диапазоне низких частот. Кроме этого, за счет изменения статического тока транзистора 3 можно управлять параметрами избирательного усилителя - добротностью и коэффициентом усиления (см. фиг.7, фиг.8).

БИБЛИОГРАФИЧЕСКИЙ СПИСОК

1. Design of Bipolar Differential OpAmps with Unity Gain Bandwidth up to 23 GHz / N.Prokopenko, A.Budyakov, K.Schmalz, C.Scheytt, P.Ostrovskyy // Proceeding of the 4-th European Conference on Circuits and Systems for Communications - ECCSC'08. / - Politehnica University, Bucharest, Romania: July 10-11, 2008. - pp.50-53.

2. СВЧ СФ-блоки систем связи на базе полностью дифференциальных операционных усилителей / Прокопенко Н.Н., Будяков А.С., К.Schmalz, С.Scheytt // Проблемы разработки перспективных микро- и наноэлектронных систем - 2010. Сборник трудов. / Под общ. ред. академика РАН А.Л.Стемпковского. - М.: ИППМ РАН, 2010. - С.583-586.

3. Патент WO /2006/077525.

4. Патент US 4.267.518, fig.6.

5. Патент RU 2101850 fig.1.

6. Патент WO /2007/022705.

7. Патентная заявка US 2006/0186951 fig.3.

8. Патентная заявка US 2007/0040604 fig.3.

9. Патент WO/03052925A1 fig.3.

10. Патент 6.011.431 fig.4.

11. Патент 5.331.478 fig.3.

12. Патент US 4.885.548 fig.9.

13. Патент US 4.974.916 fig.1.

14. Патентная заявка US 2008/0122530 fig.4.

15. Патент US 5.298.802.

16. Патент US 2009/0261899 fig.3.

17. Патент CN 101204009.

18. Патент ЕР 1844547.

19. Патент UА 17276

20. Патент US 2009/0289714 fig.4

21. Патент US 7.202.762

22. Патент US 6.188.272

23. Патент US 5.847.605

24. Патент US 7.116.961

25. Патентная заявка US 2011/0109388 fig.2

26. Патентная заявка US 2006/0186951 fig.2

27. Патент US 5.012.201 fig.2

28. Патентная заявка US 2010/0201437 fig.2