способ измерения дальности

Формула изобретения

СПОСОБ ИЗМЕРЕНИЯ ДАЛЬНОСТИ, заключающийся в том, что излучают когерентные зондирующие импульсные сигналы, принимают отраженные импульсные сигналы, преобразуют принятые сигналы в сигнал промежуточной частоты, усиливают, выделяют квадратурные составляющие принимаемого сигнала U_ic, U_is путем фазового детектирования и согласованной фильтрации, выделяют амплитудную огибающую сигнала измеряют задержку максимального значения амплитудной огибающей принимаемого сигнала относительно момента окончания зондирующего импульсного сигнала в том же периоде повторения, определяют дальность до объекта, отличающийся тем, что частоту зондирующих импульсных сигналов и частоту гетеродинных колебаний изменяют синхронно и синфазно от периода к периоду на одно из монотонно возрастающих (или монотонно убывающх) фиксированных значений

f₁ < f₂ < f₃ < f_l или f₁ > f₂ > f₃ > f_l

так, чтобы







где c скорость света;

_o расчетное значение максимальной ошибки измерения дальности по времени задержки максимального значения амплитудной огибающей принимаемого сигнала после согласования фильтрации относительно момента окончания зондирующего импульсного сигнала в том же периоде повторения;



где r отношение сигнал/шум по мощности,

задерживают квадратурные составляющие принимаемого сигнала U_ic U_is и амплитудную огибающую принимаемого сигнала на период повторения зондирующих сигналов, формируют сигнал a_i a_i-1, пропорциональный произведению значений амплитудных огибающих незадержанного a_i и задержанного a_i-1 принятых сигналов, одновременно формируют сигналы, пропорциональные произведениям U_icU_i-1,c U_isU_i-1,s незадержанных и задержанных сигналов одноименных квадратурных составляющих, а также сигналы, пропорциональные произведениям U_isU_i-1,c U_icU_i-1,s незадержанных и задержанных сигналов разноименных квадратурных составляющих, где U_ic; U_{i_}s незадержанные квадратурные составляющие принимаемого сигнала; U_i-1,c; U_i-1,s задержанные на период повторения квадратурные составляющие принимаемого сигнала, сигналы произведений одноименных квадратурных составляющих суммируют друг с другом, формируют сигнал суммы b_ic= U_icU_i-1,c+U_isU_i-1,s, сигналы произведения разноименных квадратурных составляющих вычитают друг из друга, формируют сигнал разности b_is= U_isU_i-1,c-U_icU_i-1,s, нормируют сигнал суммы b_ic и сигнал разности b_is к сигналу a_i a_i-1;



определяют фазу сигнала _i разностной частоты и вычисляют дальность до цели:



где



причем

i 1,2,l-1;

E (U_i) целая часть U_i;

D (U_i) дробная часть U_i;

C скорость света.

Описание изобретения к патенту

Изобретение относится к радиотехнике и может быть использовано при проектировании радиолокационных навигационных систем с повышенными требованиями к точности измерения расстояния между РЛС и радиоконтрастными объектами (ориентирами) с известными координатами.

Одним из близких по технической сущности к предлагаемому техническому решению является способ измерения дальности, рассмотренный в кн. Я.Д.Ширмана Теоретические основы радиолокации. М. Сов. Радио, 1970, с.361-364 и в кн. М. И. Финкельштейна Основы радиолокации. М. Сов. Радио, 1973, с. 92-94, основанный на излучении непрерывных колебаний СВЧ на двух несущих частотах, приеме отраженных колебаний независимыми приемными каналами, выделении и узкополосной фильтрации допплеровских частот в каждом из приемных каналов, образовании разности фаз напряжений допплеровских частот на выходах приемных каналов и вычислении дальности до цели R(t) из соотношения

R(t)

(1) где F_p разность допплеровских частот в приемных каналах, С скорость света.

Недостатком этого способа измерения дальности является, во-первых, отсутствие разрешающей способности по дальности, во-вторых, способ нуждается в движении РЛС относительно ориентиров и не может работать при неподвижных ориентирах, в-третьих, для того, чтобы измерение дальности было однозначным, разностную частоту приходится выбирать из условия

F_p

(2) где R_max максимальная дальность, а это, в свою очередь, при больших значениях R_max приводит к невысокой точности измерения дальности, которая, как это следует из (1), (2), при заданной инструментальной ошибке измерения фазы определяется соотношением для ошибки измерения дальности вида

R R_max

(3)

Наиболее близким к предлагаемому способу по своей технической сущности является известный способ, сущность которого заключается в излучении зондирующих импульсов с высокочастотным заполнением, приеме отраженных импульсных сигналов, выделении их амплитудной огибающей после согласованной фильтрации, измерении задержки максимального значения огибающей относительно момента излучения зондирующего импульса в том же периоде повторения. При измерении дальности способом-прототипом обеспечивается высокая разрешающая способность по дальности и возможно однозначное измерение дальности как до движущихся, так и до неподвижных целей.

Недостатком способа-прототипа является недостаточная точность измерения дальности, в особенности, для решения геодезических и навигационных задач.

Действительно, среднеквадратичная ошибка измерения дальности в случае прямоугольных зондирующих импульсов с длительностью _и при одиночном измерении определяется выражением

_o=

(4) где E/N_o отношение энергии импульса Е к спектральной плотности шумов N_o. Как видно из выражения (4), при с_и /2 15 м, 10 _o 3,3 м, что означает недостаточную точность для решения ряда специфических задач, в частности, задачи точной навигации или геодезии.

Недостаток прототипа устранен в предлагаемом способе, который состоит в том, что в способе, включающем излучение когерентных зондирующих импульсов, прием отраженных сигналов, фазовое детектирование их в квадратурных каналах, согласованную фильтрацию, выделение амплитудной огибающей, измерение задержки максимума огибающей относительно момента окончания излучения зондирующего импульса в том же периоде повторения и определение дальности до объекта по известной зависимости, перестраивают несущую частоту зондирующих сигналов и частоту гетеродинных колебаний синхронно и синфазно от периода к периоду по регулярному закону попеременно на одно из l 2 фиксированных значений так, чтобы хотя бы две частоты f_g, f_h отличались друг от друга на величину

f_o= f_g-f g, h где _o /2 максимальная ошибка в определении дальности по времени задержки между максимумом амплитудной огибающей и концом зондирующего импульса, задерживают принимаемые сигналы в обоих квадратурных каналах и сигналы амплитудной огибающей на время h-g периодов повторения зондирующих импульсов, формируют сигнал, пропорциональный произведению максимальных значений амплитудных огибающих задержанного и незадержанного сигналов, формируют сигналы, пропорциональные произведению задержанных и незадержанных сигналов одноименных квадратур, а также сигналы, пропорциональные произведению задержанных и незадержанных сигналов разноименных квадратур, сигналы с одноименных квадратур суммируют друг с другом, а сигналы с разноименных квадратур вычитают друг из друга, нормируют получившиеся сигналы суммы и разности к сигналу, пропорциональному произведению максимальных значений амплитудных огибающих задержанного и незадержанного сигналов, по полученным таким образом сигналам, пропорциональным значениям косинуса и синуса фазы _o соответственно, определяют известным образом ее главное значение в интервале углов (0,2 ) и вычисляют дальность до цели по формуле

R₁= m_o+ где m_o=

причем E(U_o) означает целую часть, Д(U_o) дробную часть от U_o.

С целью повышения точности при числе частот l > 2 организуют итеративный процесс, при котором повторяют вышеуказанные операции, выбирая частоты перестройки f_gi, f_hi так, чтобы

f_i= f_gi-f_hi g_i,h_i где _i/2 величина максимальной ошибки измерения R_i, при этом дальность вычисляют по формуле

R_i+1= m_i+ где m_i= ₁

U_i= f_i-

Благодаря осуществлению совокупности указанных выше операций обеспечивается комплексирование результатов двух независимых измерений дальности, первого по величине задержки между максимумом огибающей и концом зондирующего импульса, которое является однозначным, но сравнительно неточным, и второго по сдвигу фаз между колебаниями зондирующих и отраженных сигналов, которое является точным, но неоднозначным, причем для увеличения интервала однозначного измерения до значения, превосходящего максимальную ошибку грубого измерения, используются фазовые измерения на двух частотах, излучаемых попеременно, и определяeтся сдвиг фаз, соответствующий разностной частоте, равной разности излучаемых несущих частот. Значение дальности до объекта (ориентира) с точностью до интервала однозначного измерения, равного половине длины волны разностной частоты, определяется путем сравнения показаний измерителя по задержке (дальномера) с фазовым измерителем, при этом показания последнего используются для уточнения измерения дальности с точностью до долей интервала однозначного измерения.

Таким образом, благодаря комплексированию этих измерений получают точный и однозначный результат.

На чертеже изображена функциональная схема РЛС, реализующая предлагаемый способ.

Приняты следующие обозначения: 1 передающее устройство (Пер.У); 2 антенный переключатель (АП); 3 антенна (А); 4 приемное устройство (Пр.У); 5 фазовые детекторы (ФД); 6 фазовращатель на 90^о (ФВ); 7 согласованные фильтры (СФ); 8 блок выделения огибающей (БВО); 9 дальномер (Д); 10 синхронизатор (С); 11 блок перестройки частоты (БПЧ); 12 линии задержки на (h-g) периодов повторения (ЛЗ); 13 измеритель фазы разностной частоты (ИФ); 14 блок комплексирования (БК).

В соответствии с представленной схемой РЛС, реализующая предлагаемый способ, работает следующим образом.

Передающее устройство (Пер.У) 1 излучает когерентные зондирующие импульсы с перестройкой частоты по регулярному закону на одну из фиксированных частот f_ci, i g, h, причем f_o= f_h-f_g где _o /2 максимальная ошибка измерения дальности R_o по задержке амплитудной огибающей принимаемого импульса относительно конца зондирующего импульса в том же периоде повторения. Проходя антенный переключатель (АП) 2, эти импульсы излучаются антенной (А) 3 в пространство.

Отраженные от целей сигналы

U_i(t) a_iat cost +, i=g,h где a(t)

причем _и длительность импульса, проходя А 3 и АП 2, попадают в приемное устройство (Пр. У), в котором они преобразуются по частоте на промежуточную частоту f_пч и усиливаются, после чего попадают на входы фазовых детекторов ФД 5₁, 5₂, на другие входы которых в качестве колебаний опорной частоты приходят непрерывные колебания, формируемые в Пер.У 1, причем на ФД 5₂ поступают колебания

U_пч(t) a_п4cost+_пчt+_пч- со сдвигом фаз на 90^о, образующимся благодаря фазовращателю (ФВ) 6. После фильтрации в согласованных фильтрах СФ 7₁, 7₂ квадратурные составляющие видеосигналов, которые выражаются в виде (неизвестные начальные фазы излучаемых сигналов _ci и гетеродинных колебаний _гiкомпенсируются благодаря когерентному построению РЛС, так как _п4= -

U_ic(t) a_iat cos

U_is(t) a_iat sin

(1)

i g, h, квадрируются, суммируются и преобразуются (нелинейное преобразование извлечение квадратного корня) в блоке выделения огибающей (БВО) 8, так что из них формируются положительные видеоимпульсы

U_i(t) a_iat , i g,h которые приходят на вход дальномера Д9. Д9 измеряет дальность до объекта (ориентира) и одновременно стробирует СФ 7₁, 7₂. На выходах СФ в стробах выделяются квадратурные составляющие сигналов разнополярные видеоимпульсы, величины и знаки которых определяются выражениями

U_ic= a_icos

(2)

U_is= a_isin i g,h причем сигналы U_gc, U_hc (и, соответственно, U_gs, U_hs) появляются через h-g периодов повторения.

При этом предполагается, что объекты (ориентиры) неподвижны относительно РЛС и представляют собой точечные цели одиночные (например, уголковые) отражатели.

После попарного перемножения и суммирования задержанных в ЛЗ 12₁, 12₂ на h-g периодов повторения и незадержанных одноименных квадратурных составляющих образуется сигнал с величиной и полярностью в соответствии с выражением

b_c U_gcU_hc + U_gsU_hs,

т.е.

b_c= a_gacoscos + sinsin

или b_c= a_ga_hcos(_g-_h)

(3) Аналогично, после попарного перемножения и вычитания задержанных в ЛЗ 12₁, 12₂ на h-g периодов повторения и незадержанных разноименных квадратурных составляющих образуется импульсный сигнал с величиной и полярностью, определяемыми выражениями

b_s U_gsU_hs-U_gcU_hs,

т.е.

b_s= a_gasincos + cossin

или

b_s= a_ga_hsin(_g-_h)

(4) Импульсный сигнал a_g из БВО 8 задерживается в ЛЗ 12₃ на h-g периодов повторения и поступает в измеритель фазы разностной частоты (ИФ) 13, куда приходит в тот же момент сигнал a_h, одновременно в ИФ 13 формируются сигналы b_s, b_c. В ИФ 13 образуются нормированные сигналы и а затем определяется фаза _o например, по правилу



(5) Значение _o из ИФ 13 поступает в блок комплексирования БК 14, куда из дальномера одновременно приходит значение дальности R_o. В БК 14 вычисляется уточненное значение дальности по правилу

R₁= m_o+ где m_o=

(6)

причем U_o= f_o- E(Uo) означает целую часть от U_o, Д(U_o) дробную часть от U_o.

При необходимости возможно дальнейшее уточнение дальности до объекта (ориентира) путем организации итеративного процесса, для этого при l > 2 (число частот перестройки) повторяют вышеуказанные операции, выбирая пару частот перестройки f_gi, f_hi так, чтобы

f_i= f_gi-f_hi (h

(7) где _i /2 величина максимальной ошибки измерения R_i, при этом дальность вычисляют по формуле

R_i+1= m_i+

(8) где m_i=

причем

U_i= f_i-

Техническим преимуществом заявляемого способа по сравнению с прототипом является существенное повышение точности измерения дальности.

Ошибка измерения дальности заявляемым способом может быть оценена путем анализа соотношений (4)-(8). Она выражается в виде

_i+1=

(9)

причем f_i определяется из (7).

Так, например, при 10, _o 3,3 м получим _o 6 _o 20 м f_o 7,5 мГц и ₁= 1 м.

Далее, ₁ 6 м, f₁ 23 мГц и ₂ 30 см и т.д.

Таким образом, предлагаемый способ при наличии перестройки частоты на три значения (l 3), разнесенные на 7,5 мГц и 23 мГц, позволяет повысить точность измерения дальности по крайней мере на порядок.

Экономических преимуществ не ожидается, так как внедрение предлагаемого способа в аппаратуру не приведет к снижению стоимости ее изготовления.