избирательный усилитель

Формула изобретения

1. Избирательный усилитель, содержащий первый (1) входной транзистор, база которого связана с источником сигнала (2), а эмиттер через первый токостабилизирующий двухполюсник (3) связан с первой (4) шиной источника питания, первый (5) корректирующий конденсатор, токовое зеркало (6), согласованное со второй (7) шиной источника питания, выход которого соединен с коллектором первого (1) входного транзистора и входом неинвертирующего буферного каскада (8), второй (9) входной транзистор, коллектор которого соединен со входом токового зеркала (6), отличающийся тем, что база второго (9) входного транзистора соединена с выходом (10) буферного каскада (8) и через первый (11) частотно-задающий резистор связана по переменному току с общей шиной источников питания, первый (5) корректирующий конденсатор включен по переменному току параллельно первому (11) частотно-задающему резистору, между эмиттерами первого (1) и второго (9) входных транзисторов включены последовательно соединенные второй (12) частотно-задающий резистор и второй (13) корректирующий конденсатор, а эмиттер второго (9) входного транзистора связан с первой (4) шиной источника питания через второй (14) токостабилизирующий двухполюсник.

2. Избирательный усилитель по п.1, отличающийся тем, что в качестве неинвертирующего буферного каскада (8) используется усилитель тока с коэффициентом передачи близким к единице и низким входным сопротивлением, первый (11) частотно-задающий резистор включен между второй (7) шиной источников питания и выходом (10) буферного каскада, причем численные значения тока первого (3) токостабилизирующего двухполюсника превышают численное значение тока второго (14) токостабилизирующего двухполюсника.

3. Избирательный усилитель по п.1, отличающийся тем, что в качестве неинвертирующего буферного каскада (8) используется усилитель тока с коэффициентом передачи близким к единице и низким входным сопротивлением, первый (11) частотно-задающий резистор включен между первой (4) шиной источников питания и выходом (10) буферного каскада, причем численные значения тока второго (14) токостабилизирующего двухполюсника превышают численное значение тока первого (3) токостабилизирующего двухполюсника.

Описание изобретения к патенту

Предлагаемое изобретение относится к области радиотехники и связи и может использоваться в устройствах СВЧ-фильтрации радиосигналов систем сотовой связи, спутникового телевидения, радиолокации и т.п.

В задачах выделения высокочастотных и СВЧ сигналов сегодня широко используются интегральные операционные усилители со специальными элементами RC-коррекции, формирующими амплитудно-частотную характеристику резонансного типа [1, 2]. Однако классическое построение таких избирательных усилителей (RC-фильтров) сопровождается значительными энергетическими потерями, которые идут в основном на обеспечение статического режима достаточно большого числа транзисторов, образующих операционный усилитель СВЧ-диапазона [1, 2]. В этой связи весьма актуальной является задача построения СВЧ избирательных усилителей (ИУ) на двух-трех транзисторах, обеспечивающих выделение узкого спектра сигналов с достаточно высокой добротностью резонансной характеристики Q=2÷10 и частотой квазирезонанса f₀=1÷5 ГГц.

Известны схемы усилителей, интегрированных в архитектуру RC-фильтров на основе нескольких транзисторов [3-8], которые обеспечивают формирование амплитудно-частотной характеристики коэффициента усиления по напряжению в заданном диапазоне частот f=f_в-f_н. Причем их верхняя граничная частота f_в (по уровню - 3 дБ) иногда формируется инерционностью транзисторов схемы (емкостью на подложку C_п и т.д.), а нижняя f_н определяется корректирующим конденсатором.

Ближайшим прототипом заявляемого устройства является избирательный усилитель, представленный в патенте US 4.306.198. Он содержит первый 1 входной транзистор, база которого связана с источником сигнала 2, а эмиттер через первый токостабилизирующий двухполюсник 3 связан с первой 4 шиной источника питания, первый 5 корректирующий конденсатор, токовое зеркало 6, согласованное со второй 7 шиной источника питания, выход которого соединен с коллектором первого 1 входного транзистора и входом неинвертирующего буферного каскада 8, второй 9 входной транзистор, коллектор которого соединен со входом токового зеркала 6.

Существенный недостаток известного устройства состоит в том, что оно не обеспечивает высокую добротность амплитудно-частотной характеристики (АЧХ) и коэффициент усиления по напряжению (К₀) на частоте квазирезонанса (f₀).

Основная задача предлагаемого изобретения состоит в повышении добротности АЧХ усилителя и его коэффициента усиления по напряжению на частоте квазирезонанса f₀. Это позволяет в ряде случаев уменьшить общее энергопотребление и реализовать высококачественное избирательное устройство СВЧ диапазона с f₀=1÷5 ГГц.

Поставленная задача решается тем, что в избирательном усилителе фиг.1, содержащем первый 1 входной транзистор, база которого связана с источником сигнала 2, а эмиттер через первый токостабилизирующий двухполюсник 3 связан с первой 4 шиной источника питания, первый 5 корректирующий конденсатор, токовое зеркало 6, согласованное со второй 7 шиной источника питания, выход которого соединен с коллектором первого 1 входного транзистора и входом неинвертирующего буферного каскада 8, второй 9 входной транзистор, коллектор которого соединен со входом токового зеркала 6, предусмотрены новые элементы и связи - база второго 9 входного транзистора соединена с выходом 10 буферного каскада 8 и через первый 11 частотно-задающий резистор связана по переменному току с общей шиной источников питания, первый 5 корректирующий конденсатор включен по переменному току параллельно первому 11 частотно-задающему резистору, между эмиттерами первого 1 и второго 9 входных транзисторов включены последовательно соединенные второй 12 частотно-задающий резистор и второй 13 корректирующий конденсатор, а эмиттер второго 9 входного транзистора связан с первой 4 шиной источника питания через второй 14 токостабилизирующий двухполюсник.

Схема усилителя-прототипа показана на фиг.1. На фиг.2 представлена схема заявляемого устройства в соответствии с п.1 формулы изобретения.

На фиг.3 показана схема ИУ в соответствии с п.2 формулы изобретения.

На фиг.4 показана схема ИУ в соответствии с п.3 формулы изобретения.

На фиг.5 представлена схема ИУ фиг.3, в которой основные функциональные узлы 6 и 8 имеют конкретное исполнение - на элементах 17, 18 и 15, 16. Кроме этого на данном чертеже выход 10 ИУ связан с базой транзистора 9 через эмиттерный повторитель, который реализован на транзисторе 19, p-n -переходе20 и источнике тока 21.

Фиг.6 соответствует фиг.4. Здесь буферный каскад 8 имеет конкретное исполнение (транзистор 22, источник тока 23, цепь смещения потенциалов 24).

На фиг.7 представлена схема фиг.4 (п.3 формулы изобретения) с другими вариантами исполнения функциональных узлов 6 (элементы 25, 26) и 8 (полевой транзистор 27).

На фиг.8 также представлена схема ИУ фиг.4 с другими вариантами исполнения функциональных узлов 6 (элементы 28, 29, 30) и 8 (транзистор 31).

На фиг.9 приведена схема фильтра фиг.6 в среде Cadence на моделях SiGe транзисторов при коэффициенте передачи по току токового зеркала 6 K_i6=-1,0.

На фиг.10 показана логарифмическая амплитудно-частотная характеристика коэффициента усиления по напряжению ИУ фиг.9 при коэффициенте усиления по току токового зеркала 6 K_i6=-1, а на фиг.11 - ее логарифмические амплитудно- и фазочастотные характеристики в более в мелком масштабе.

На фиг.12 представлена схема фильтра фиг.4 в среде Cadence на моделях SiGe транзисторов при коэффициенте передачи K_i6 по току токового зеркала 6 K_i6=-1,9.

На фиг.13 показана логарифмическая амплитудно-частотная характеристика коэффициента усиления по напряжению ИУ фиг.12 при коэффициенте усиления токового зеркала 6 K_i6=-1,9, а на фиг.14 - логарифмические амплитудно- и фазочастотные характеристики данного ИУ в более мелком масштабе.

Избирательный усилитель фиг.2 содержит первый 1 входной транзистор, база которого связана с источником сигнала 2, а эмиттер через первый токостабилизирующий двухполюсник 3 связан с первой 4 шиной источника питания, первый 5 корректирующий конденсатор, токовое зеркало 6, согласованное со второй 7 шиной источника питания, выход которого соединен с коллектором первого 1 входного транзистора и входом неинвертирующего буферного каскада 8, второй 9 входной транзистор, коллектор которого соединен со входом токового зеркала 6. База второго 9 входного транзистора соединена с выходом 10 буферного каскада 8 и через первый 11 частотно-задающий резистор связана по переменному току с общей шиной источников питания, первый 5 корректирующий конденсатор включен по переменному току параллельно первому 11 частотно-задающему резистору, между эмиттерами первого 1 и второго 9 входных транзисторов включены последовательно соединенные второй 12 частотно-задающий резистор и второй 13 корректирующий конденсатор, а эмиттер второго 9 входного транзистора связан с первой 4 шиной источника питания через второй 14 токостабилизирующий двухполюсник.

На фиг.3, в соответствии с п.2 формулы изобретения, в качестве неинвертирующего буферного каскада 8 используется усилитель тока с коэффициентом передачи по току, близким к единице, и низким входным сопротивлением. Здесь первый 11 частотно-задающий резистор включен между второй 7 шиной источников питания и выходом 10 буферного каскада, причем численные значения тока первого 3 токостабилизирующего двухполюсника превышают численное значение тока второго 14 токостабилизирующего двухполюсника.

На фиг.4, в соответствии с п.3 формулы изобретения, в качестве неинвертирующего буферного каскада 8 используется усилитель тока с коэффициентом передачи, близким к единице, и низким входным сопротивлением. Здесь первый 11 частотно-задающий резистор включен между первой 4 шиной источников питания и выходом 10 буферного каскада, причем численные значения тока второго 14 токостабилизирующего двухполюсника превышают численное значение тока первого 3 токостабилизирующего двухполюсника.

В схеме фиг.5, соответствующей чертежу фиг.3, токовое зеркало 6 реализовано на элементах 17, 18, а буферный каскад 8 выполнен на транзисторе 15 и источнике напряжения смещения 16. Кроме этого в схему введен эмиттерный повторитель на транзисторе 19, p-n-переходе 20 и источнике тока 21, что упрощает согласование статических режимов.

Чертеж фиг.6 соответствует чертежу фиг.4. Здесь буферный каскад 8 имеет конкретное исполнение (транзистор 22, источник тока 23, цепь смещения потенциалов 24).

На чертеже фиг.7 представлена схема фиг.4 с другими вариантами исполнения функциональных узлов - токового зеркала 6 (элементы 25, 26) и буферного каскада 8 (транзистор 27).

На фиг.8 также представлена схема фиг.4 с другими вариантами исполнения функциональных узлов 6 (элементы 28, 29, 30) и 8 (транзистор 31).

Рассмотрим работу ИУ фиг.2.

Источник входного переменного сигнала u_вх (2) в силу комплексного характера сопротивления эмиттерной цепи первого 1 входного транзистора (второй 12 частотно-задающий резистор и второй 13 корректирующий конденсатор) изменяет не только ток его эмиттера, но и ток коллектора. Взаимодействие эмиттерных цепей первого 1 и второго 9 входных транзисторов через указанные резистор и конденсатор приводит к изменению коллекторного тока второго 9 входного транзистора, причем с ростом частоты входного сигнала эти токи противофазно увеличиваются. Связь коллекторов первого 1 и второго 9 входных транзисторов посредством токового зеркала 6 приводит к увеличению входного и, следовательно, выходного тока неинвертирующего буферного каскада 8, нагрузкой которого является параллельное соединение первого 5 корректирующего конденсатора и первого 11 частотно-задающего резистора, представляющих собой нагрузку ИУ. Как следствие, указанные реактивные элементы обеспечивают резонансный вид амплитудно-частотной характеристики ИУ (на частотах f</f₀ рост выходного напряжения объясняется увеличением токов коллектора первого 1 и второго 9 входных транзисторов, а на частотах f>f₀ - уменьшением напряжения на первом 5 корректирующем конденсаторе). Связь базы второго 9 входного транзистора с выходом 10 буферного каскада приводит к появлению сигналов обратной связи на эмиттере первого 1 входного транзистора и коллекторе второго 9 входного транзистора, причем на частотах f<f₀ эта связь реактивна, что сохраняет неизменной частоту квазирезонанса f₀ ИУ, а передача сигнала обратной связи через токовое зеркало 6 и неинвертирующий буферный каскад 8 к нагрузке позволяет реализовать необходимое численное значение возвратного отношения на частоте f₀. Именно поэтому в предлагаемой схеме ИУ можно получить заданную добротность и высокий коэффициент усиления, которые будут определяться усилительными свойствами токового зеркала 6 и неинвертирующего буферного каскада 8.

Покажем аналитически, что более высокие значения Ко и Q в диапазоне высоких частот реализуются в схеме фиг.2. Причем

₁=C₁₃(R₁₂+h_11.1 +h_11.9),

₂=C₅R₁₁,

где K_i6, K_i8 - коэффициенты передачи по току токового зеркала 6 и неинвертирующего буферного каскада 8.

Выражения (3) и (4) показывают, что коэффициенты передачи по току K_i6 и K_i8 непосредственно определяют реализуемую в ИУ добротность Q и его коэффициент усиления f₀ при неизменной частоте квазирезонанса f₀ (2). Таким образом, схемотехническая реализация токового зеркала 6 и неинвертирующего буферного каскада 8 в зависимости от требуемых значений их коэффициентов передачи обеспечивает решение поставленной задачи. Учитывая, что K _i6 и K_i8 влияют на Q (3) и К₀ (4) не только аддитивно, но и мультипликативно, реализацию ИУ можно конкретизировать посредством применения неинвертирующего буферного каскада 8 (K_i8 1), обеспечивающего возможность соединения комплексной нагрузки ИУ (первый 11 частотно-задающий резистор и первый 5 корректирующий конденсатор) с первой 4 шиной источника питания (фиг.3). Аналогично, как показано на чертеже фиг.4 (п.3 формулы изобретения), при этом же условии неинвертирующий буферный каскад 8 может быть согласован с положительным источником питания 7 и выходной цепью токового зеркала 6.

Указанные варианты структурной реализации ИУ создают дополнительные схемотехнические степени свободы при построении конкретных принципиальных схем с учетом компонентных и режимных ограничений, связанных с особенностью функционирования радиоэлектронных модулей при использовании конкретных технологий.

Так, представленный на фиг.5 неинвертирующий буферный каскад 8 реализован на базе биполярного транзистора 15, входная (эмиттерная) цепь которого подключена к узлу «А» и интегрирована с выходной цепью токового зеркала 6 и коллекторной цепью первого 1 входного транзистора.

В этом случае коэффициент передачи токового зеркала 6 K_i6 2, а K_i8= ₁₅, поэтому

где K_i6 - коэффициент передачи токового зеркала 6.

На чертеже фиг.6 показан вариант построения неинвертирующего буферного каскада 8 на базе p-n-p-транзистора 22 с дополнительным обеспечивающим режим его работы источником тока 23. Поэтому здесь K_i8= ₂₂ при любой схемотехнической реализации токового зеркала 6. Следовательно,

Показанный на фиг.7 вариант токового зеркала 6 и неинвертирующего буферного каскада 8 на базе биполярных (25, 26) и полевых (27) транзисторов приводит к следующему результату

Поэтому для данной модификации ИУ

где K_i6 -коэффициент передачи тока токового зеркала 6.

На фиг.8 показана реализация ИУ на базе полупроводниковых компонентов, характерных для SiGe технологии SGB25VD. Здесь токовое зеркало 6 и неинвертирующий буферный каскад 8 реализованы на базе p и n МОП транзисторов, причем для обеспечения коэффициента передачи по току K_i6 =2 используется пара p-МОП транзисторов 29 и 30, режим работы которых согласуется с режимом работы второго 9 входного транзистора посредством транзистора 28, а неинвертирующий буферный каскад 8 реализован здесь на базе n-МОП транзистора 31. Тогда K _i6=2, K_i8=1. Поэтому для данной модификации ИУ

Следует заметить, что во всех рассмотренных случаях частота квазирезонанса f₀ сохраняет свое значение, определяемое соотношением (2).

Таким образом, как следует из формул (3)-(8) и (10)-(13), предлагаемый ИУ позволяет реализовать высокие численные значения добротности Q и коэффициента усиления K₀ при неизменной частоте квазирезонанса (2).

Данные теоретические выводы подтверждают графики фиг.10, фиг.11, фиг.13, фиг.14.

Таким образом, заявляемое схемотехническое решение характеризуется более высокими значениями коэффициента усиления К₀ на частоте квазирезонанса f₀ и повышенными величинами добротности Q, характеризующей его избирательные свойства.

БИБЛИОГРАФИЧЕСКИЙ СПИСОК

1. Design of Bipolar Differential OpAmps with Unity Gain Bandwidth up to 23 GHz / N.Prokopenko, A.Budyakov, K.Schmalz, C.Scheytt, P.Ostrovskyy // Proceeding of the 4-th European Conference on Circuits and Systems for Communications - ECCSC'08 / - Politehnica University, Bucharest, Romania: July 10-11, 2008. - pp.50-53.

2. СВЧ СФ-блоки систем связи на базе полностью дифференциальных операционных усилителей / Прокопенко Н.Н., Будяков А.С., К. Schmalz, С.Scheytt // Проблемы разработки перспективных микро- и наноэлектронных систем - 2010. Сборник трудов / под общ. ред. академика РАН А.Л.Стемпковского. - М.: ИППМ РАН, 2010. - С.583-586.

3. Патент US 4.306.198.

4. Патент ФРГ 2938994 fig.2.

5. Патент US 6.870.426 fig.5.

6. Патент US 4.191.856.

7. Патент US 5.148.121 fig.1.

8. Патент US 4.367.419.

9. Патент US 4.223.276 fig.2.