абонентское устройство и способ его использования в системе беспроводной связи

Формула изобретения

1. Способ демодуляции принятого сигнала, содержащий этапы

выполнения комплексного умножения принятого сигнала на комплексный псевдошумовой код для получения комплексного псевдошумового сжатого сигнала,

демультиплексирования комплексных контрольных данных из комплексного псевдошумового сжатого сигнала, и

демодуляции первого канала из комплексного псевдошумового сжатого сигнала в соответствии с демультиплексированными комплексными контрольными данными и первым демодулирующим кодом.

2. Способ по п.1, в котором комплексный псевдошумовой код содержит компонент синфазного псевдошумового кода и компонент квадратурного псевдошумового кода.

3. Способ по п.2, в котором компонент синфазного псевдошумового кода и компонент квадратурного псевдошумового кода умножают на длинный код.

4. Способ по п.1, дополнительно содержащий этап фильтрации комплексных контрольных данных для получения отфильтрованных комплексных контрольных данных.

5. Способ по п.1, в котором упомянутый этап демодуляции первого канала из комплексного псевдошумового сжатого сигнала содержит

умножение комплексного псевдошумового сжатого сигнала на первый демодулирующий код для получения комплексных данных первого канала,

вращение фазы и масштабирование комплексных данных первого канала в соответствии с комплексными контрольными данными для получения мягкого решения данных первого канала.

6. Способ по п.5, дополнительно содержащий этап суммирования комплексных данных первого канала в соответствии с длиной первого демодулирующего кода.

7. Способ по п.5, в котором упомянутый этап вращения фазы и масштабирования содержит комплексное умножение комплексных данных первого канала на комплексные контрольные данные для получения мягкого решения синфазных данных первого канала и квадратурных данных первого канала мягкого решения.

8. Способ по п.7, в котором упомянутый этап вращения фазы и масштабирования содержит следующие этапы:

умножают синфазный компонент комплексных данных первого канала на синфазный компонент комплексных контрольных данных для получения синфазных данных первого канала мягкого решения, и

умножают квадратурный компонент комплексных данных первого канала на квадратурный компонент комплексных контрольных данных для получения квадратурных данных первого канала мягкого решения.

9. Способ по п.7, дополнительно содержащий этап суммирования синфазных и квадратурных данных первого канала мягкого решения для получения данных первого канала мягкого решения.

10. Способ по п.9, дополнительно содержащий этап суммирования данных первого канала мягкого решения по заранее определенному количеству символов данных мягкого решения для получения суммированных данных для первого канала мягкого решения.

11. Способ по п.1, в котором упомянутый этап демодуляции первого канала из комплексного псевдошумового сжатого сигнала содержит следующие этапы:

комплексного умножения комплексного псевдошумового сжатого сигнала на комплексно-сопряженное значение отфильтрованных комплексных контрольных данных для получения синфазных и квадратурных данных первого канала, и

умножение одного из синфазных и квадратурных данных первого канала на первый демодулирующий код для получения данных первого канала.

12. Способ по п.11, в котором упомянутый этап комплексного умножения комплексного псевдошумового сжатого сигнала на комплексно-сопряженное значение комплексных отфильтрованных контрольных данных содержит

умножение синфазного компонента комплексного псевдошумового сжатого сигнала на синфазный компонент комплексных контрольных данных для получения первых перемноженных данных,

умножение квадратурного компонента комплексного псевдошумового сжатого сигнала на квадратурный компонент комплексных контрольных данных для получения вторых перемноженных данных,

умножение синфазного компонента комплексного псевдошумового сжатого сигнала на квадратурный компонент комплексных контрольных данных для получения третьих перемноженных данных,

умножение квадратурного компонента комплексного псевдошумового сжатого сигнала на синфазный компонент комплексных контрольных данных для получения четвертых перемноженных данных,

суммирование первых перемноженных данных со вторыми перемноженными данными, и

вычитание третьих перемноженных данных из четвертых перемноженных данных.

13. Способ по п.11, дополнительно содержащий этап отделения контрольных данных от других из синфазных и квадратурных символов для получения канала управляющих данных.

14. Способ по п.1, в котором первый демодулирующий код является кодом Уолша.

15. Способ по п.14, в котором первый демодулирующий код является кодом Уолша +, -.

16. Способ по п.14, в котором первый демодулирующий код является кодом Уолша +, +, -, -.

17. Устройство демодуляции принятого сигнала, содержащее

средство выполнения комплексного умножения принятого сигнала на комплексный псевдошумовой код для получения комплексного псевдошумового сжатого сигнала, и

средство демультиплексирования комплексных контрольных данных из комплексного псевдошумового сжатого сигнала,

средство демодуляции первого канала из комплексного псевдошумового сжатого сигнала в соответствии с демультиплексированными комплексными контрольными данными и первым демодулирующим кодом.

18. Устройство по п.17, в котором комплексный псевдошумовой код содержит компонент синфазного псевдошумового кода и компонент квадратурного псевдошумового кода.

19. Устройство по п.18, в котором компонент синфазного псевдошумового кода и компонент квадратурного псевдошумового кода умножают на длинный код.

20. Устройство по п.17, дополнительно содержащее средство фильтрации комплексных контрольных данных для получения отфильтрованных комплексных контрольных данных.

21. Устройство по п.17, в котором упомянутое средство демодуляции первого канала из комплексного псевдошумового сжатого сигнала содержит

средство умножения комплексного псевдошумового сжатого сигнала на первый демодулирующий код для получения комплексных данных первого канала,

средство вращения фазы и масштабирования комплексных данных первого канала в соответствии с комплексными контрольными данными для получения данных первого канала мягкого решения.

22. Устройство по п.21, дополнительно содержащее средство суммирования комплексных данных первого канала в соответствии с длиной первого демодулирующего кода.

23. Устройство по п.21, в котором упомянутое средство вращения фазы и масштабирования содержит средство комплексного умножения комплексных данных первого канала на комплексные контрольные данные для получения синфазных данных первого канала мягкого решения и квадратурных данных первого канала мягкого решения.

24. Устройство по п.23, в котором упомянутое средство вращения фазы и масштабирования содержит

средство умножения синфазного компонента комплексных данных первого канала на синфазный компонент комплексных контрольных данных для получения синфазных данных первого канала мягкого решения, и

средство умножения квадратурного компонента комплексных данных первого канала на квадратурный компонент комплексных контрольных данных для получения квадратурных данных первого канала мягкого решения.

25. Устройство по п.23, дополнительно содержащее средство суммирования синфазных и квадратурных данных первого канала мягкого решения для получения данных первого канала мягкого решения.

26. Устройство по п.25, дополнительно содержащее средство суммирования данных первого канала мягкого решения по заранее заданному количеству символов данных мягкого решения для получения суммированных данных первого канала мягкого решения.

27. Устройство по п.17, в котором упомянутое средство демодуляции первого канала из комплексного псевдошумового сжатого сигнала содержит

средство комплексного умножения комплексного псевдошумового сжатого сигнала на комплексно-сопряженное значение отфильтрованных комплексных контрольных данных для получения синфазных и квадратурных данных первого канала, и

средство умножения одного из синфазных и квадратурных данных первого канала на первый демодулирующий код для получения данных первого канала.

28. Устройство по п.27, в котором упомянутое средство комплексного умножения комплексного псевдошумового сжатого сигнала на комплексно-сопряженное значение комплексных отфильтрованных контрольных данных содержит

средство умножения синфазного компонента комплексного псевдошумового сжатого сигнала на синфазный компонент комплексных контрольных данных для получения первых перемноженных данных,

средство умножения квадратурного компонента комплексного псевдошумового сжатого сигнала на квадратурный компонент комплексных контрольных данных для получения вторых перемноженных данных,

средство умножения синфазного компонента комплексного псевдошумового сжатого сигнала на квадратурный компонент комплексных контрольных данных для получения третьих перемноженных данных,

средство умножения квадратурного компонента комплексного псевдошумового сжатого сигнала на синфазный компонент комплексных контрольных данных для получения четвертых перемноженных данных,

средство суммирования первых перемноженных данных со вторыми перемноженными данными, и

средство вычитания третьих перемноженных данных из четвертых перемноженных данных.

29. Устройство по п.27, дополнительно содержащее средство отделения контрольных данных от других из синфазных и квадратурных символов для получения канала управляющих данных.

30. Устройство по п.17, в котором первый демодулирующий код является кодом Уолша.

31. Устройство по п.30, в котором первый демодулирующий код является кодом Уолша +, -.

32. Устройство по п.30, в котором первый демодулирующий код является кодом Уолша +, +, -, -.

Описание изобретения к патенту

Область техники, к которой относится изобретение

Настоящее изобретение относится к абонентскому устройству и способу его использования в системе беспроводной связи.

Уровень техники

В системах беспроводной связи, включающих в себя системы сотовой, спутниковой и прямой связи, для передачи данных между двумя системами используют беспроводную линию связи, в которой применяют модулированный высокочастотный (ВЧ) радиосигнал. Использование беспроводной линии связи обусловлено множеством причин, включающих в себя улучшенную мобильность и сниженные требования к инфраструктуре по сравнению с системами связи с использованием проводных линий связи. Одним из недостатков при использовании беспроводной линии связи является ограниченная величина пропускной способности при связи, что является следствием ограниченности, доступной для использования ширины полосы ВЧ частот. Эта ограниченная пропускная способность при связи отличается от таковой для систем проводной связи, в которых добавление дополнительной пропускной способности может быть осуществлено путем установления дополнительных проводных связей линии.

С учетом ограниченного характера ВЧ полосы частот, для увеличения эффективности были разработаны различные способы обработки сигнала, посредством которых системы беспроводной связи используют доступную ширину ВЧ полосы частот. Одним из широко распространенных примеров способа обработки такого сигнала с эффективным использованием полосы пропускания является стандарт IS-95 интерфейса беспроводной связи и его варианты, например, IS-95-A и стандарт Американского Национального Института Стандартов (ANSI) J-STD-008 (на которые ниже дана совместная ссылка как на стандарт IS-95), изданные Ассоциацией промышленности средств связи (АПСС) (TIA) и применяемые, прежде всего, в системах сотовой связи. Стандарт IS-95 включает в себя способы модуляции сигнала множественного доступа с кодовым разделением каналов (МДКР) для осуществления множества одновременных сеансов связи в одной и той же ВЧ полосе частот. Совместно с комплексным управлением мощностью, осуществление множества сеансов связи в одной и той же полосе частот увеличивает общее количество телефонных звонков и иных сеансов связи, что, наряду с другими методами, может быть реализовано в системе беспроводной связи путем увеличения многократного использования частот по сравнению с другими технологиями беспроводной связи. Использование способов МДКР в системе связи множественного доступа раскрыто в патенте США № 4901307 на изобретение, имеющее название "Система связи с расширением по спектру, использующая спутниковые или наземные ретрансляторы" ("SPREAD SPECTRUM COMMUNICATION SYSTEM USING SATELLITE OR TERRESTRIAL REPEATERS"), и патенте США № 5103459 на изобретение, имеющее название "Система и способ генерации формы сигналов в системе сотовой телефонной связи МДКР" ("SYSTEM AND METHOD FOR GENERATING SIGNAL WAVEFORMS IN A CDMA CELLULAR TELEPHONE SYSTEM"), права на которые принадлежат владельцу прав на настоящее изобретение и которые включены в настоящее описание посредством ссылки.

На Фиг.1 приведена сильно упрощенная схема системы сотовой телефонной связи, структура которой соответствует использованию стандарта IS-95. При работе набор абонентских устройств 10а-10г осуществляет беспроводную связь посредством установления одного или более ВЧ интерфейсов с одной или более базовыми станциями 12а-12г с использованием ВЧ сигналов с модуляцией МДКР. Каждый ВЧ интерфейс между базовой станцией 12 и абонентским устройством 10 включает в себя сигнал прямого канала связи, передаваемый из базовой станции 12, и сигнал обратного канала связи, передаваемый из абонентского устройства. При использовании этих ВЧ интерфейсов связь с другим пользователем в общем случае осуществляют через коммутационную станцию 14 мобильной телефонной связи (КСМТС) (MTSO) и коммутируемую телефонную сеть 16 общего пользования (КТСOП). Линии связи между базовыми станциями 12, КСМТС 14 и КТСОП 16 обычно формируют посредством проводных линий связи, хотя также известны варианты использования дополнительных линий ВЧ или СВЧ связи.

В соответствии со стандартом IS-95 каждое абонентское устройство 10 осуществляет передачу данных пользователя посредством одноканального некогерентного сигнала в обратном канале связи с максимальной скоростью передачи данных, равной 9,6 или 14,4 кбит/с в зависимости от того, какая выбрана скорость передачи из набора совокупностей скоростей передачи. Некогерентной линией связи является та, в которой приемная система не использует фазовую информацию. Когерентной линией связи является та, в которой приемник при обработке использует сведения о фазе сигналов несущей частоты. Информацию о фазе обычно передают в виде контрольного сигнала, но ее расчет также может быть произведен по переданным данным. Стандарт IS-95 предусматривает использование для прямого канала связи набора из шестидесяти четырех кодов Уолша, каждый из которых включает в себя шестьдесят четыре элемента кода.

Использование одноканального некогерентного сигнала в обратном канале связи, имеющем максимальную скорость передачи данных 99,6 или 14,4 кбит/с, как определено в стандарте IS-95, хорошо подходит для системы беспроводной сотовой телефонной связи, в которой обычная связь включает в себя передачу дискретизированного речевого сигнала, либо цифровых данных с более низкой скоростью передачи как, например, факсимильных сообщений. Некогерентный обратный канал связи был выбран потому, что в системе, в которой до 80 абонентских устройств 10 могут поддерживать связь с базовой станцией 12 в каждом из 1,2288 МГц выделенной ширины полосы частот, наличие необходимых контрольных данных, передаваемых из каждого абонентского устройства 10, существенно увеличивает степень взаимных помех абонентских устройств 10. К тому же, при скоростях передачи данных 9,6 или 14,4 кбит/с отношение мощности передачи любых контрольных данных к данным пользователя является существенным и поэтому также увеличивает помехи между абонентскими устройствами. Применение одноканального сигнала в обратном канале связи было выбрано потому, что при использовании телефонов с проводной линией связи одновременно может быть осуществлен, соответственно, только один тип связи, что является той парадигмой, на которой основана современная беспроводная сотовая связь. К тому же, сложность обработки одного канала меньше, чем при соответствующей обработке многих каналов.

С развитием цифровой связи ожидается, что существенно возрастет потребность в беспроводной передаче данных для таких применений, как интерактивный просмотр файлов и организация видеотелеконференций. Этот рост изменит способ использования систем беспроводной связи и условия осуществления соответствующих интерфейсов ВЧ связи. В частности, передачу данных будут осуществлять с более высокими максимальными скоростями передачи и с большим разнообразием возможных скоростей передачи. Также может стать необходимым повышение надежности передачи, поскольку наличие ошибок при передаче данных допустимо в меньшей степени, чем наличие ошибок при передаче звуковой информации. Кроме того, большее количество типов данных создаст потребность одновременно передавать множество типов данных. Например, может быть необходимо осуществить обмен файлом данных при одновременной поддержке звукового или видеоинтерфейса. К тому же, поскольку возрастает скорость передачи из абонентского устройства, то количество абонентских устройств 10, поддерживающих связь с базовой станцией 12 в диапазоне ВЧ полосы частот, уменьшится, поскольку более высокие скорости передачи данных приведут к тому, что пропускная способность обработки данных базовой станции будет достигнута при снижении количества абонентских устройств 10. В некоторых случаях имеющийся обратный канал связи IS-95 не может быть идеальным образом приспособлен для всех этих изменений. Поэтому настоящее изобретение относится к созданию интерфейса МДКР с более высокой скоростью передачи данных и с эффективным использованием полосы частот, посредством которого может быть осуществлен обмен данными множества типов.

Сущность изобретения

С одной стороны, в соответствии с изобретением, предложено абонентское устройство или иной передатчик для использования в системе беспроводной связи, это абонентское устройство включает в себя: множество информационных источников информационных данных; кодирующее устройство для кодирования информационных данных; множество управляющих источников управляющих данных; и модулятор для модуляции кодированных информационных данных соответствующими различными модулирующими кодами для их передачи в сигнале несущей частоты, для объединения управляющих данных из множества источников и для вывода кодированных информационных данных и объединенных управляющих данных для передачи.

С другой стороны, в соответствии с изобретением предложена базовая станция или иной приемник для использования в системе беспроводной связи, эта базовая станция включает в себя: приемник для приема сигнала несущей частоты и выделения из него кодированных информационных данных из множества информационных источников, модуляция которых осуществлена соответствующими различными модулирующими кодами, и управляющих данных из множества управляющих источников, причем кодированные управляющие данные объединены между собой; демодулятор для демодуляции кодированных информационных данных и управляющих данных по соответствующим им различным модулирующим кодам; и декодирующее устройство для расшифровки кодированных информационных данных и демодуляции управляющих данных.

С третьей стороны, в соответствии с изобретением предложен способ передачи в системе беспроводной связи, этот способ включает в себя следующие операции: сбор множества информационных данных; осуществление кодирования информационных данных; сбор множества управляющих данных; осуществление модуляции кодированных информационных данных соответствующими различными модулирующими кодами для их передачи в сигнале несущей частоты; осуществление объединения управляющих данных из множества источников; и осуществление вывода кодированных информационных данных и объединенных управляющих данных для передачи.

С другой стороны, в соответствии с изобретением предложен способ генерации модулированных данных для передачи из первого абонентского устройства из набора абонентских устройств, в котором указанное первое абонентское устройство передает управляющие данные и контрольные данные в базовую станцию, поддерживающую связь с набором абонентских устройств, включающий в себя следующие операции: а) объединение указанных управляющих данных с указанными контрольными данными; и б) осуществление модуляции указанных объединенных управляющих данных и контрольных данных в соответствии с одноканальным форматом модуляции.

В соответствии с одним из вариантов осуществления изобретения, формирование набора абонентских каналов с индивидуальной регулировкой усиления осуществляют с использованием набора ортогональных кодов подканала, имеющих малое количество элементов кода ПШ (псевдослучайного шума) (PN) расширения по спектру на период ортогонального колебания. Перед модуляцией данных, предназначенных для передачи по одному из каналов передачи, одним из кодов подканала, выполняют их кодирование с исправлением ошибок при низкой скорости кода и повторение последовательности, а затем производят корректировку усиления и суммирование с данными, модуляция которых осуществлена с использованием других кодов подканала. Результирующие суммированные данные модулируют, используя длинный код пользователя и псевдослучайный код расширения (код ПШ), и преобразовывают с повышением частоты для осуществления передачи. Использование коротких ортогональных кодов обеспечивает подавление помех при сохранении возможности использования экстенсивного кодирования с исправлением ошибок и повторения для разнесения по времени, чтобы преодолеть релеевское замирание, которое обычно имеет место в наземных системах беспроводной связи. В предложенном примере варианта осуществления изобретения, набор кодов подканала включает в себя четыре кода Уолша, каждый из которых ортогонален остальному набору и имеет длину, равную четырем элементам кода.

В предпочтительном варианте осуществления изобретения осуществляют объединение двух каналов абонентского канала в один канал информационного обмена. Использование меньшего количества каналов информационного обмена является предпочтительным, так как это дает меньшее отношение пиковой и средней мощностей передачи. В изобретении предусмотрено использование различного количества каналов информационного обмена.

В первом примере варианта осуществления изобретения контрольные данные передают по первому из каналов передачи, а данные управления мощностью и другие данные покадрового управления передают по второму каналу передачи. В предпочтительном варианте осуществления для уменьшения отношения пиковой и средней мощностей передачи при сохранении возможности непрерывной передачи, информацию о контрольном канале и абонентском канале управления, которая включает в себя данные управления мощностью и данные покадрового управления, объединяют вместе в один канал информационного обмена. Непрерывная передача является очень желательной, поскольку она минимизирует возможные помехи с персональной электронной аппаратурой, например, со слуховыми аппаратами и электрокардиостимуляторами. Поскольку передачу контрольных и управляющих данных производят постоянно, то результирующий сигнал также является непрерывным. Остальные каналы информационного обмена обычно активизируют только тогда, когда активными являются данные, соответствующие типу этого канала информационного обмена. Если бы управляющие данные были объединены с иным абонентским каналом, чем абонентский контрольный канал, то результирующая форма сигнала в канале информационного обмена была бы прерывистой в том случае, когда исходные данные в канале информационного обмена не являются активными. Другие абонентские каналы информационного обмена также могут быть уплотнены в один канал передачи. Для учета различного усиления и различных принципов повторной передачи кадра для различных типов информационного обмена здесь используют два отдельных абонентских канала информационного обмена. Остальные два канала передачи используют для передачи нерегламентированных цифровых данных, включающих в себя данные пользователя, либо данные вызова, либо оба из этих типов данных. В примере варианта осуществления один из двух нерегламентированных каналов передачи имеет компоновку для осуществления модуляции посредством ДФМн (двоичной фазовой манипуляции) (BPSK), а другой для модуляции посредством КФМн (квадратичной фазовой манипуляции) (QPSK). Это сделано для того, чтобы продемонстрировать универсальность системы. В альтернативных вариантах осуществления изобретения оба канала могут иметь ДФМн модуляцию или КФМн модуляцию.

Перед осуществлением модуляции нерегламентированные данные кодируют, причем это кодирование включает в себя генерацию циклического избыточного кода (ЦИК) (CRC), сверточ-ное кодирование, перемежение, выборочное повторение последовательности и преобразование посредством КФМн или ДФМн. Изменяя количество выполненных повторений и не ограничивая количество повторений целым числом последовательностей символов, может быть получено большое разнообразие скоростей передачи, включающее в себя высокие скорости передачи данных. Кроме того, более высокие скорости передачи данных могут также быть достигнуты путем одновременной передачи данных через оба канала нерегламентированной передачи. К тому же, путем частой корректировки регулируемого усиления, осуществляемой в каждом канале передачи, суммарная мощность передачи, используемая в передающей системе, может быть сохранена на минимальном уровне, так что возникающие между множественными передающими системами помехи становятся минимизированными, что увеличивает полную пропускную способность системы.

Краткое описание чертежей

Характерные признаки, объекты и преимущества настоящего изобретения очевидны из нижеследующего подробного описания варианта осуществления изобретения, приводимого совместно с чертежами, на которых одинаковые номера позиций на разных чертежах обозначают, соответственно, одинаковые блоки, и на которых:

Фиг.1 - схема системы сотовой телефонной связи;

Фиг.2 - схемы абонентского устройства и базовой станции, имеющей компоновку в соответствии с примером варианта осуществления изобретения;

Фиг.3 - схемы кодирующего устройства канала ДФМн и кодирующего устройства канала КФМн, имеющих компоновку в соответствии с примером варианта осуществления изобретения;

Фиг.4 - схема системы обработки передаваемого сигнала, имеющей компоновку в соответствии с примером варианта осуществления изобретения;

Фиг.5 - схема системы приемной обработки, имеющей компоновку в соответствии с примером варианта осуществления изобретения;

Фиг.6 - схема системы обработки луча, имеющей компоновку в соответствии с одним из вариантов осуществления изобретения;

Фиг.7 - схема декодирующего устройства канала ДФМн и декодирующего устройства канала КФМн, имеющих компоновку в соответствии с примером варианта осуществления изобретения; и

Фиг.8 - схема системы передачи, в которой осуществлено настоящее изобретение, и в которой управляющие данные и контрольные данные объединены в одном канале;

Фиг.9 - схема системы передачи, в которой осуществлено настоящее изобретение, и в которой управляющие данные и контрольные данные объединены в одном канале, включающий в себя фильтрацию передаваемых сигналов;

Фиг.10 - система приемника для приема данных согласно настоящему изобретению, в котором данные мощности и контрольные данные объединены в одном канале.

Подробное описание предпочтительных вариантов осуществления

Новые и усовершенствованные способ и устройство для высокоскоростной беспроводной связи МДКР описаны применительно к передающей части системы сотовой связи, причем передающей части по обратному каналу связи. Хотя изобретение может быть применено для использования в системе сотовой телефонной связи для передач из многих точек в одну точку по обратному каналу связи, настоящее изобретение равным образом применимо и для передач по прямому каналу связи. Кроме того, внедрить изобретение будет полезным и для многих других систем беспроводной связи, включающих в себя спутниковые системы беспроводной связи, системы беспроводной двухточечной связи и системы передачи ВЧ сигналов посредством коаксиальных или других широкополосных кабелей.

На Фиг.2 представлена схема приемной и передающей систем, имеющих компоновку в виде абонентского устройства 100 и базовой станции 120 в соответствии с одним из вариантов осуществления изобретения. Кодирующее устройство 103 канала ДФМн принимает первый набор данных (данные ДФМн) и осуществляет генерацию потока кодовых символов, скомпонованного для выполнения ДФМн модуляции, прием которого производит модулятор 104. Кодирующее устройство 102 канала КФМн принимает второй набор данных (данные КФМн) и осуществляет генерацию потока кодовых символов, скомпонованного для выполнения КФМн модуляции, прием которого также производит модулятор 104. Модулятор 104 также принимает данные управления мощностью и контрольные данные, модуляцию которых он осуществляет совместно с кодированными ДФМн и КФМн данными в соответствии со способами множественного доступа с кодовым разделением каналов (МДКР) для генерации набора символов модуляции, принимаемых системой 106 обработки ВЧ сигнала. Система 106 обработки ВЧ сигнала осуществляет фильтрацию и преобразование с повышением частоты набора символов модуляции до несущей частоты для передачи в базовую станцию 120 с использованием антенны 108. Хотя показано только одно абонентское устройство 100, с базовой станцией 120 может осуществлять связь множество абонентских устройств.

В базовой станции 120 система 122 обработки ВЧ сигнала принимает переданные ВЧ сигналы посредством антенны 121 и осуществляет полосовую фильтрацию, преобразование с понижением частоты до полосы частот исходных сигналов, и оцифровку. Для того, чтобы осуществить генерацию данных управления мощностью, ДФМн и КФМн, с гибким выбором, демодулятор 124 принимает оцифрованные сигналы и выполняет демодуляцию в соответствии со способами МДКР. Декодирующее устройство 128 канала ДФМн декодирует ДФМн данные с гибким выбором, полученные из демодулятора 124, и выдает на выходе наилучшую оценку данных ДФМн, а декодирующее устройство 126 канала КФМн декодирует КФМн данные с гибким выбором, полученные демодулятором 124 выдает наилучшую оценку КФМн данных. После этого наилучшая оценка первого и второго набора данных становится доступной для дополнительной обработки или пересылки в следующее место назначения, а принятые данные управления мощностью используют либо непосредственно, либо после декодирования, для регулировки мощности передачи в прямом канале связи, который используют для передачи данных в абонентское устройство 100.

На Фиг.3 представлена блок-схема кодирующего устройства 103 канала ДФМн и кодирующего устройства 102 канала КФМн, имеющих компоновку в соответствии с примером варианта осуществления изобретения. В кодирующем устройстве 103 канала ДФМн прием данных ДФМн осуществляет генератор 130 контрольной суммы ЦИК(СКС), который осуществляет генерацию контрольном суммы для каждого кадра длительностью 20 мс из первого набора данных. Генератор 132 хвостовых битов принимает кадр данных вместе с контрольной суммой ЦИК и добавляет хвостовые биты, включающие в себя восемь логических нулей в конце каждого кадра для обеспечения известного состояния в конце процесса расшифровки. После этого кадр, включающий в себя хвостовые биты кода и контрольную сумму ЦИК, принимает устройство 134 сверточного кодирования, которое выполняет сверточное кодирование с длиной кодового ограничения (К), равной 9, и скоростью (R), равной 1/4, осуществляя таким образом генерацию кодовых символов, со скоростью в четыре раза выше, чем скорость (E_R) передачи на входе кодирующего устройства. В альтернативном варианте осуществляют другие скорости кодирования, включающие в себя скорость 1/2, но использование скорости 1/4 является предпочтительным, что обусловлено оптимальным для нее соотношением сложности и производительности. Поблочный перемежитель 136 производит перемежение битов кодовых символов, обеспечивая разнесение по времени для более надежной передачи в условиях быстрого затухания. Результирующие перемеженные символы принимает повторитель 138 с переменной начальной точкой, который осуществляет повторение перемеженной последовательности символов достаточное количество раз N_R для того, чтобы обеспечить постоянную скорость передачи потока символов, соответствующего выводу кадров с постоянным количеством символов. Повторение последовательности символов также увеличивает временное разнесение данных для преодоления затухания. В примере варианта осуществления постоянное количество символов равно 6144 символам для каждого кадра, что дает скорость передачи символов/ равную 307,2 тысячи символов в секунду (кс/с). К тому же, повторитель 138 использует различные начальные точки при начале повторения каждой последовательности символов. Когда значение N_R, необходимое для генерации 6144 символов в кадре, не является целым числом, последнее повторение выполняют только для части последовательности символов. Преобразователь 139 ДФМн принимает результирующий набор повторенных символов и осуществляет генерацию потока символов кода ДФМн {ДФМн), имеющего значения +1 и -1, для выполнения ДФМн модуляции. В альтернативном варианте осуществления изобретения повторитель 138 располагают перед поблочным перемежителем 136 так, чтобы поблочный перемежитель 136 принимал одинаковое количество символов для каждого кадра.

В кодирующем устройстве 102 канала КФМн генератор 140 контрольной суммы ЦИК получает данные КФМн и осуществляет генерацию контрольной суммы для каждого кадра длительностью 20 мс. Генератор 142 хвостовых битов кода принимает кадр, включающий в себя контрольную сумму ЦИК и добавляет набор из восьми хвостовых битов, представляющих собой логические нули, в конец кадра. Устройство 144 сверточного кодирования осуществляет прием кадра, теперь включающего в себя хвостовые биты кода и контрольную сумму ЦИК, и выполняет сверточное кодирование с К=9, R=1/4, осуществляя таким образом генерацию символов со скоростью передачи, превышающей в четыре раза скорость (Ер) передачи на входе устройства кодирования. Поблочный перемежитель 146 производит чередование битов символов, а прием результирующих перемеженных символов производит повторитель 148 с переменной начальной точкой. Повторитель 148 с переменной начальной точкой производит повторение перемеженной последовательности символов достаточное количество раз N_R путем использования для каждого повторения различных начальных точек в последовательности символов и осуществляет генерацию 12288 символов для каждого кадра, что дает скорость передачи кодовых символов 614,4 тысячи символов в секунду (кс/с). Когда значение N_R не является целым числом, последнее повторение выполняют только для части последовательности символов. Преобразователь 149 КФМн получает результирующие повторенные символы и осуществляет генерацию потока кодовых символов КФМн, который скомпонован для выполнения КФМн модуляции, включающего в себя синфазный поток кодовых символов КФМн, имеющий значения +1 и -1 (КФМн_Q) (QPSK_I ), и квадратурный поток кодовых символов КФМн, имеющий значения +1 и -1 (КФМн_к) (QPSK_Q). В альтернативном варианте осуществления изобретения повторитель 148 располагают перед поблочным перемежителем 146 так, чтобы поблочный перемежитель 146 принимал одинаковое количество символов для каждого кадра.

На Фиг.4 представлена схема модулятора 104 по Фиг.2, имеющего компоновку в соответствии с примером варианта осуществления изобретения. Каждый из символов ДФМн из кодирующего устройства 103 канала ДФМн модулируют кодом Уолша W₂ с использованием умножителя 1506, а каждый из символов КФМн_с (QPSK _I) и КФМн_к (QPSK_Q) из кодирующего устройства 102 канала КФМН модулируют кодом Уолша W₃ с использованием умножителей 150в и 154г. Данные управления мощностью (УМ) (PC) модулируют кодом Уолша Wi с использованием умножителя 150а. Устройство 152 регулировки усиления принимает контрольные данные (КОНТР) (PILOT), которые в предпочтительном варианте осуществления изобретения включают в себя логический уровень, соответствующий положительному напряжению и регулирует амплитуду в соответствии с коэффициентом A₀ регулировки усиления. Сигнал КОНТР не содержит данных пользователя, но передает в базовую станцию информацию о фазе и амплитуде так, чтобы она могла когерентно демодулировать данные, поступающие по остальным подканалам и масштабировать выходные значения при гибком выборе для их объединения. Устройство 154 регулировки усиления регулирует амплитуду данных управления мощностью, модуляция которых осуществлена кодом Уолша W₁, в соответствии с коэффициентом A ₁ регулировки усиления, а устройство 156 регулировки усиления регулирует амплитуду данных канала ДФМн, модуляция которых осуществлена кодом Уолша W₂, в соответствии с переменным коэффициентом А₂ усиления. Устройства 158а и 1586 регулировки усиления регулируют амплитуду, соответственно, синфазных и квадратурных по фазе символов КФМн, модуляция которых осуществлена кодом Уолша W₃, в соответствии с коэффициентом А₃ регулировки усиления. Четыре кода Уолша, использованные в предпочтительном варианте осуществления изобретения, показаны в таблице 1.

Таблица I
Код Уолша	Модулирующие символы
W0	++++
W1	+-+-
W2	++--
W3	+--+

Для специалиста в данной области техники очевидно, что W₀ код в действительности не является модуляцией, что соответствует изображенной обработке контрольных данных. Данные управления мощностью модулируют кодом W₁, данные ДФМн - кодом W₂, а данные КФМн - кодом W₃. Передачу контрольных данных, данных управления мощностью и данных ДФМн после модуляции соответствующим кодом Уолша осуществляют в соответствии со способами ДФМн, а данных КФМн (КФМн_с и КФМн_к) в соответствии со способами КФМн, описанными ниже. Также понятно, что нет необходимости использовать каждый ортогональный канал, и что в альтернативном варианте осуществления изобретения, в котором создают только один канал пользователя, используют только три из четырех кодов Уолша.

Использование коротких ортогональных кодов приводит к генерации меньшего количества элементов кода в символе и поэтому дает возможность использования расширенного кодирования и повторения по сравнению с системами, включающими в себя использование более длинных кодов Уолша. Это расширенное кодирование и повторение обеспечивает защиту от релеевского замирания, которое является главным источником ошибок в системах наземной связи. Использование другого количества кодов и иной длины кода соответствует настоящему изобретению, однако, использование большего набора более длинных кодов Уолша уменьшает эту улучшенную защиту от замирания. Использование кодов из четырех элементов кода считают оптимальным, поскольку, как показано ниже, четыре канала обеспечивают существенную гибкость для передачи различных типов данных при сохранении также и короткой длины кода.

Сумматор 160 суммирует результирующие модулирующие символы с отрегулированной амплитудой из устройств 152, 154, 156 и 158а регулировки усиления и осуществляет генерацию суммированных модулирующих символов 161. ПШ-расширение кодами (PN_I) и ПШ_К (PN_Q) расширения по спектру ПШ осуществляют посредством умножения на длинный код 180 с использованием умножителей 162а и 162б. Результирующий псевдослучайный код, созданный в умножителях 162а и 162б, используют для модуляции суммированных модулирующих символов 161 и квадратурных символов 163 КФМн_к с отрегулированной амплитудой путем комплексного умножения с использованием умножителей 164а-164г и сумматоров 166а и 166б. Затем в системе 106 обработки ВЧ сигнала, которая показана в сильно упрощенном виде, выполняют фильтрацию (фильтрация не показана) полученных в результате этого синфазной компоненты Х_I и квадратурной компоненты X_Q и преобразование с повышением частоты до несущей частоты с использованием умножителей 168 и синфазной и квадратурной синусоид. В альтернативном варианте осуществления изобретения также может быть использовано преобразование с повышением частоты с КФМн сдвигом. Результирующие синфазный и квадратурный сигналы, преобразованные с повышением частоты, суммируют с использованием сумматора 170 и усиливают посредством основного усилителя 172, в соответствии с основным коэффициентом AM регулировки усиления, который осуществляет генерацию сигнала s(t), передаваемого в базовую станцию 120. В предпочтительном варианте осуществления изобретения для того, чтобы сохранить совместимость с шириной полосы частот существующих каналов МДКР, расширение и фильтрацию сигнала осуществляют в полосе частот 1,2288 МГц.

Путем создания множества ортогональных каналов, по которым может быть осуществлена передача данных, а также путем использования повторителей с переменной скоростью передачи, которые уменьшают количество N_R повторений, производимых в ответ на высокие скорости передачи данных на входе, вышеописанные способ и система обработки передаваемого сигнала предоставляют возможность для отдельного абонентского устройства или иной передающей системы производить передачу данных со множеством скоростей передачи данных. В частности, путем уменьшения частоты повторений N_R, осуществляемых повторителями 138 или 148 с переменной начальной точкой из Фиг.3, на входе кодирующего устройства может поддерживаться значительно более высокая скорость E_R передачи. В альтернативном варианте осуществления изобретения сверточное кодирование выполняют со скоростью 1/2, при которой частота повторений N_R возрастает в два раза. Набор примерных вариантов скоростей E_R кодирующего устройства, который обеспечивается различными частотами повторений N_R и скоростями R кодирования, равными 1/4 и ¹/₂ показан, соответственно, для канала ДФМн и для канала КФМн в таблицах II и III.

Таблица II Канал ДФМн
Обозначение	ER, ДФМн (бит/с)	На выходе устройства кодирования R=1/4 (бит /кадр)	NR, R=1/4 (Частота повторений R=1/4)	На выходе устройства кодирования R=1/2 (бит /кадр)	NR,R=1/2 (Частота повторений R=1/2)
Высокая скорость передачи- 72 (High Rate-72)	76800	6144	1	3072	2
Высокая скорость передачи-64 (High Rate- 64)	70400	5632	1 1/11	2816	2 2/11
	51200	4096	1	2048	3
Высокая скорость передачи - 32 (High Rate- 32}	38400	3072	2	1536	4
	25600	2048	3	1024	6
Полная скорость передачи RS-2 (RS2-Full Rate)	14400	1152	5 1/3	576	10 2/3
Полная скорость передачи RS-1 (RS1-Full Rate)	9600	768	8	384	16
Ноль	850	68	90 6/17	34	180 12/17

Таблица III Канал КФМн
Обозначение	ER ДФМн (бит/с)	На выходе устройства кодирования R=1/4 (бит /кадр)	NR,R=1/4, (Частота повторений R=1/4)	На выходе устройства кодирования R=1/2 (бит /кадр)	NR, R=1/2 (Частота повторений R=1/2)
	153600	12288	1	6144	2
Высокая скорость передачи-72 (High Rate-72)	76800	6144	2	3072	4
Высокая скорость передачи - 64 (High Rate- 64)	70400	5632	2 2/11	2816	4 4/11
	51200	4096	3	2048	6
Высокая скорость передачи-32 (High Rate-32)	38400	3072	4	1536	8
	25600	2048	6	1024	12
Полная скорость передачи RS-2 (RS2-Full Rate)	14400	1152	10 2/3	576	21 1/3
Полная скорость передачи RS-1 (RS1-Full Rate)	9600	768	16	384	32
Ноль	850	68	180 12/17	34	361 7/17

В таблицах II и III показано, что путем регулировки количества N_R повторений последовательности может быть осуществлена поддержка большой совокупности скоростей передачи данных, включающей в себя высокие скорости передачи данных, так как скорость E_R передачи на входе кодирующего устройства соответствует скорости передачи данных за вычетом постоянной величины, необходимой для передачи ЦИК, хвостовых битов кода и любой другой служебной информации. В таблицах II и III показано, что для увеличения скорости передачи данных также может быть использована модуляция КФМн. Скорости передачи, которые, как ожидается, будут применяться в большинстве случаев, снабжены обозначениями, например "Высокая скорость пе-редачи-72" ("High Rate-72") и "Высокая скорость передачи-32" ("High Rate-32"). В примере варианта осуществления изобретения скорости передачи, которые обозначены как Высокая скорость передачи-72, Высокая скорость передачи-64, и Высокая скорость передачи-32, имеют скорости информационного обмена, соответственно, 72, 64 и 32 кбод (килобит в секунду) плюс уплотнение при передаче сигналов и других управляющих данных со скоростями передачи, соответственно, 3,6, 5,2 и 5,2 кбод. Скорости передачи "Полная скорость передачи RS-1" (RSI-Full Rate) и "Полная скорость передачи RS-2" (RS2-Full Rate) соответствуют скоростям передачи, используемым в системах связи, соответствующих стандарту IS-95 и поэтому, как ожидается, получат реальное применение с целью обеспечения совместимости. Нулевая скорость передачи соответствует передаче единственного бита и ее используют для обозначения стирания кадра, что также является частью стандарта IS-95.

Скорость передачи данных может также быть увеличена путем одновременной передачи данных через два или более из множества ортогональных каналов, что осуществляют либо в дополнение, либо вместо увеличения скорости передачи посредством уменьшения частоты повторений N _R. Например, мультиплексор (не показан) может разделить один источник данных на множество источников данных для их передачи по множеству подканалов данных. Таким образом, полная скорость передачи может быть увеличена либо посредством передачи по конкретному каналу с более высокими скоростями передачи, либо посредством множественной передачи, осуществляемой одновременно по множеству каналов, либо используя оба этих способа, до тех пор, пока не превышена производительность обработки сигнала приемной системой и не стала недопустимо высокой частота появления ошибок, либо пока не достигнута максимальная мощность передачи передающей системы.

Создание множества каналов также увеличивает гибкость при передаче различных типов данных. Например, канал ДМФн может быть предназначен для речевой информации, а канал КФМн может быть предназначен для передачи цифровых данных. Этот вариант осуществления может быть обобщен в еще большей степени посредством того, что один канал предназначен для передачи данных, чувствительных ко времени, например, речи с более низкой скоростью передачи данных, а другой канал предназначен для передачи данных, менее чувствительных ко времени, например, цифровых файлов. В этом варианте осуществления перемежение данных, менее чувствительных ко времени, может быть выполнено большими блоками для дополнительного увеличения разнесения по времени. В другом варианте осуществления изобретения по каналу ДФМн осуществляют первичную передачу данных, а по каналу КФМн осуществляют передачу переполнения. Использование ортогональных кодов Уолша устраняет, либо существенно снижает любые взаимные помехи между набором каналов, передаваемых из абонентского устройства, и таким образом минимизирует энергию передачи, необходимую для обеспечения их успешного приема в базовой станции.

Для увеличения производительности обработки в приемной системе, и, следовательно, увеличения степени использования более высокой пропускной способности абонентского устройства при передаче, передачу контрольных данных также осуществляют через один из ортогональных каналов. Используя контрольные данные, в приемной системе может быть выполнена когерентная обработка посредством определения и удаления фазового сдвига сигнала в обратном канале связи. Контрольные данные также могут быть использованы для оптимального определения весовых коэффициентов многолучевых сигналов, принятых с различными задержками по времени, до объединения их в гребеночном приемнике. После удаления фазового сдвига и определения надлежащим образом весовых коэффициентов многолучевых сигналов, многолучевые сигналы могут быть объединены, что уменьшает ту мощность, с которой должен быть принят сигнал обратного канала связи для обеспечения надлежащей обработки. Это уменьшение требуемой мощности при приеме позволяет производить успешную обработку при более высоких скоростях передачи, которые будут, или же, наоборот, снизить помехи между набором сигналов в обратном канале связи. Хотя для передачи контрольного сигнала необходима некоторая дополнительная мощность передачи, но применительно к более высоким скоростям передачи отношение мощности контрольного канала к суммарной мощности сигнала в обратном канале связи является существенно более низким, чем то, которое соответствует системам сотовой связи с цифровой передачей речевых данных, имеющим более низкую скорость передачи данных. Таким образом, в системе МДКР с высокой скоростью передачи данных увеличения E_b/N₀ достигают путем использования когерентного обратного канала связи, что является более весомым по сравнению с той дополнительной мощностью, которая необходима для передачи контрольных данных из каждого абонентского устройства.

Использование устройств 152-158 регулировки усиления, а также основного усилителя 172 дополнительно увеличивает степень использования высокой пропускной способности вышеописанной системы, позволяя передающей системе адаптироваться к различным состояниям радиоканала, скоростям передачи и типам данных. В частности, мощность передачи по каналу, которая необходима для обеспечения надлежащего приема, в течение времени и при изменении условий может меняться независящим от других ортогональных каналов образом. Например, при первоначальном захвате сигнала обратного канала связи для облегчения обнаружения и синхронизации в базовой станции может потребоваться увеличение мощности контрольного канала. Однако, после приема сигнала обратного канала связи мощность, необходимую для передачи по контрольному каналу, существенно уменьшают и изменяют в зависимости от различных факторов, включающих в себя скорость перемещения абонентских устройств. Соответственно, значение коэффициента А₀ регулировки усиления при захвате сигнала увеличивают, а затем в течение продолжающегося сеанса связи уменьшают. В другом примере, когда по прямому каналу связи передают информацию, которая менее критична к ошибкам, или же те внешние условия, в которых происходит передача по прямому каналу связи, не имеют предрасположенности к затуханию, коэффициент А₁ регулировки усиления может быть снижен при уменьшении необходимости передачи данных управления мощностью с низкой частотой появления ошибок. В одном из вариантов осуществления изобретения коэффициент А₁ регулировки усиления всякий раз уменьшают до нуля тогда, когда отсутствует необходимость регулировки управления мощностью.

В другом варианте осуществления изобретения дополнительно используют возможность регулировки усиления каждого ортогонального канала или сигнала во всем обратном канале связи, предоставляя возможность базовой станции 120 или другой приемной системе изменять регулировку усиления канала или сигнала во всем обратном канале связи путем использования команд управления мощностью, переданных посредством сигнала по прямому каналу связи. В частности, базовая станция может передавать информацию об управлении мощностью, требующую выполнить регулировку мощности передачи конкретного канала или сигнала всего обратного канала связи. Это является целесообразным во многих случаях, включая тот, когда по каналам КФМн и ДФМн передают данные двух типов, имеющих различную чувствительность к ошибкам, например, оцифрованный речевой сигнал и цифровые данные. В этом случае базовая станция 120 для двух соответствующих каналов устанавливает различные намеченные частоты появления ошибок. Если фактическая частота появления ошибок канала превышает намеченную частоту появления ошибок, то базовая станция дает указание абонентскому устройству уменьшить коэффициент регулировки усиления этого канала до тех пор, пока фактическая частота появления ошибок не достигнет намеченной частоты появления ошибок. Это в конечном счете приводит к тому, что увеличивают коэффициент регулировки усиления одного канала относительно другого. То есть, коэффициент регулировки усиления, соответствующий данным, более чувствительным к ошибкам, увеличивают по отношению к коэффициенту регулировки усиления, соответствующего данным с меньшей чувствительностью. В других случаях регулировка мощности передачи во всем обратном канале связи может потребоваться при возникновении условий затухания или из-за перемещения абонентского устройства 100. В этих случаях базовая станция 120 может осуществлять это посредством передачи одной команды управления мощностью.

Таким образом, обеспечивая возможность независимой, а также совместной регулировки усиления каждого из четырех ортогональных каналов, полная мощность передачи сигнала по обратному каналу связи может быть сохранена на том минимальном уровне, который необходим для успешной передачи каждого типа данных: контрольных данных, данных управления мощностью, служебных данных или различных типов данных пользователя. Кроме того, успешная передача может быть установлена раздельно для каждого типа данных. Передача с минимальным требуемым уровнем мощности позволяет осуществлять передачу наибольшего количества данных в базовую станцию при заданной конечной мощности передачи абонентского устройства, а также уменьшает помехи между абонентскими устройствами. Такое снижение помех увеличивает общую пропускную способность всей системы беспроводной сотовой связи МДКР.

Канал управления мощностью, используемый в сигнале обратного канала связи, дает возможность абонентскому устройству передавать в базовую станцию информацию управления мощностью со множеством скоростей передачи, включающим в себя скорость передачи, равную 800 битов управления мощностью в секунду. В предпочтительном варианте осуществления изобретения бит управления мощностью дает указание базовой станции увеличить или уменьшить мощность передачи в прямом канале связи информационного обмена, который используют для передачи информации в абонентское устройство. Хотя в системе МДКР и в общем случае полезно иметь быстрое управление мощностью, но это особенно полезно для связи с более высокой скоростью передачи данных, включающей в себя передачу данных, поскольку цифровые данные более чувствительны к ошибкам, а высокоскоростная передача приводит к потере значительного количества данных даже при кратковременном наличии условий замирания. Учитывая, что высокоскоростная передача по обратному каналу связи, вероятно, сопровождается высокоскоростной передачей по прямому каналу связи, обеспечение быстрой передачи управления мощностью по обратному каналу связи дополнительно облегчает высокоскоростную связь в системах беспроводной связи МДКР.

В примере альтернативного варианта осуществления изобретения для передачи конкретного типа данных используют набор скоростей E_R передачи на входе кодирующего устройства, определяемых конкретным N_R . To есть, передача данных может быть осуществлена с максимальной скоростью E_R передачи на входе кодирующего устройства или с использованием набора более низких скоростей E_R передачи на входе кодирующего устройства, с соответствующей установкой соответствующего N_R. В предпочтительном варианте реализации этого варианта осуществления максимальные скорости передачи соответствуют максимальным скоростям передачи, используемым в соответствующих стандарту IS-95 системах беспроводной связи, и которые упомянуты выше при описании таблиц II и III как "Полная скорость передачи RS-1" (RSI-Full Rate) и "Полная скорость передачи RS-2" (RS2-Full Rate), а каждая более низкая скорость передачи приблизительно равна половине следующей более высокой скорости передачи, что создает набор скоростей передачи, включающий в себя полную скорость передачи, половинную скорость передачи, скорость передачи, равную одной четверти, и скорость передачи, равную одной восьмой. В предпочтительном варианте генерацию более низких скоростей передачи данных осуществляют путем увеличения частоты N_R повторения символов на величину N_R для первого набора скоростей передачи и второго набора скоростей передачи в канале ДФМн, приведенных в таблице IV.

Таблица IV Наборы скоростей передачи RS1 и RS2 в канале ДФМн
Обозначение	ER, КФМн (бит/с)	На выходе устройства кодирования R=1/4 (бит/кадр)	NR, R=1/4 (Частота повторений R=1/4)	На выходе устройства кодирования R=1/2 (бит/кадр)	NR, R=1/2 (Частота повторений R=1/2)
Полная скорость передачи - RS2 (RS2-Full Rate)	14400	1152	5 1/3	576	10 2/3
Половинная скорость передачи - RS2 (RS2-Half Rate)	7200	576	10 2/3	288	21 1/3
Скорость передачи одна четверть - RS2 (RS2-Quarter Rate)	3600	288	21 1/3	144	42 2/3
Скорость передачи одна восьмая - RS2 (RS2- Eighth Rate)	1900	152	40 8/19	76	80 16/19
Полная скорость передачи - RS1 (RSI-Full Rate)	9600	768	8	384	16
Половинная скорость передачи-RS1 (RSI-Half Rate)	4800	384	16	192	32
Скорость передачи одна четверть RS1 (RS1- Quarter Rate)	2800	224	27 3/7	112	54 6/7
Скорость передачи одна восьмая RS1 (RS-1- Eighth Rate)	1600	128	48	64	96
Ноль	850	68	90 6/17	34	180 12/17

Частоты повторений для канала КФМн являются в два раза большими, чем для канала ДФМн.

В соответствии с примером варианта осуществления изобретения, когда скорость передачи данных в кадре изменяют по отношению к предыдущему кадру, то регулировку мощности передачи кадра осуществляют в соответствии с изменением скорости передачи. То есть, когда после кадра с более высокой скоростью передачи передают кадр с более низкой скоростью передачи, то для кадра с более низкой скоростью передачи мощности в том канале передачи, по которому осуществляют передачу кадра, уменьшают пропорционально уменьшению скорости передачи, и наоборот. Например, если мощность передачи по каналу при передаче кадра с полной скоростью передачи равна мощности Т передачи, то мощность передачи в течение последующей передачи кадра с половинной скоростью передачи равна мощности передачи Т/2. В предпочтительном варианте снижение мощности передачи осуществляют путем снижения мощности передачи в течение продолжительности всего кадра, но оно также может быть осуществлено путем сокращения рабочего цикла при передаче так, что некоторая избыточная информация становится "пропущенной". В любом случае регулировку мощности передачи производят совместно с механизмом управления мощностью по замкнутому циклу, посредством чего осуществляют дополнительную регулировку мощности передачи в ответ на переданные из базовой станции данные управления мощностью.

На Фиг.5 представлена схема системы 122 обработки ВЧ сигнала и демодулятора 124 по Фиг.2, имеющих компоновку в соответствии с примером варианта осуществления изобретения. Умножители 180а и 180б осуществляют преобразование с понижением частоты сигналов, полученных от антенны 121, с синфазной синусоидой и квадратурной синусоидой, и вырабатывают, соответственно, синфазные принимаемые выборки RI и квадратурные принимаемые выборки R _Q. Очевидным является, что система 122 обработки ВЧ сигнала показана в сильно упрощенном виде и что также производят согласованную фильтрацию и оцифровку (не показаны) сигналов в соответствии с широко известными способами. Принимаемые выборки R_I и R_Q затем подают в поэлементные демодуляторы 182 в демодуляторе 124. Каждый поэлементный демодулятор 182 обрабатывает копию сигнала обратного канала связи, переданного абонентским устройством 100 при его наличии, а генерация каждой копии сигнала обратного канала связи происходит из-за явления многолучевого распространения. Хотя показаны три демодулятора луча, в изобретении также предусмотрена возможность использования иного количества устройств обработки луча, включая использование единственного демодулятора 182 луча. Каждый демодулятор 182 луча создает набор данных с гибким выбором, включающий в себя данные управления мощностью, данные ДФМн, данные КФМнс и данные КФМнк. В соответствующем демодуляторе 182 луча осуществляют также корректировку по времени каждого набора данных с гибким выбором, хотя в альтернативном варианте осуществления изобретения корректировка по времени может быть осуществлена в сумматоре 184. Затем сумматор 184 суммирует наборы данных с гибким выбором, полученные из демодуляторов 182 луча, и выдает единственную копию данных управления мощностью, ДФМН, КФМНс и КФМНк с гибким выбором.

На Фиг.6 представлена схема демодулятора 182 луча по Фиг.5, имеющего компоновку в соответствии с примером варианта осуществления изобретения. Сначала осуществляют по времени принимаемых выборок R_I и R_Q с использованием устройства 190 корректировки по времени в соответствии с величиной задержки, введенной трактом передачи конкретной обрабатываемой копии сигнала обратного канала связи. С использованием умножителей 201 длинный код 200 смешивают с псевдослучайными кодами ПШ_C (PN_I) и ПШ _K (PN_Q) расширения, а комплексно сопряженное значение результирующих кодов ПШ_C и ПШ_K расширения, промодулированных длинным кодом, комплексно умножают на скорректированные по времени принимаемые выборки R_I и R_Q с использованием умножителей 202 и сумматоров 204, получая на выходе компоненты X_I и X_Q . Затем осуществляют демодуляцию трех отдельных копий компонент X_I и X_Q с использованием кодов Уолша, соответственно, W₁, W₂ и W₃, a результирующие данные, демодулированные кодами Уолша, суммируют по четырем элементам кода демодуляции с использованием сумматоров 212 типа 4:1. Четвертую копию данных X_I и X_Q суммируют по четырем элементам кода демодуляции с использованием сумматоров 208, а затем выполняют фильтрацию с использованием фильтров 214 контрольного сигнала. В предпочтительном варианте осуществления изобретения фильтр 214 контрольного сигнала осуществляет усреднение по последовательности сумм, полученным в сумматорах 208, но специалистам в данной области техники известны и другие способы фильтрации. Отфильтрованные синфазные и квадратурные контрольные сигналы используют для сдвига фазы и масштабирования данных, демодулированных кодами Уолша W₁ и W₂ в соответствии с данными, имеющими ДФМн модуляцию, посредством умножения комплексно сопряженных значений с использованием умножителей 216 и накапливающих сумматоров 217, получая на выходе данные ДФМн и управления мощностью с гибким выбором. Для данных, модуляция которых осуществлена кодом Уолша W₃, осуществляют сдвиг фазы, используя синфазные и квадратурные отфильтрованные контрольные сигналы, соответствующий данным, имеющим КФМн модуляцию, с использованием умножителей 218 и накапливающих сумматоров 220, получая на выходе данные КФМн с гибким выбором. Данные управления мощностью с гибким выбором суммируют по 384 символам модуляции сумматорами 222 типа 384:1, получая на выходе данные управления мощностью с гибким выбором. Теперь может быть осуществлено объединение данных, модулированных кодом Уолша W₂ и имеющих сдвиг фазы, данных, модулированных кодом Уолша W₃, и данных управления мощностью с гибким выбором. В альтернативном варианте осуществления изобретения выполняют также кодирование и декодирование данных управления мощностью.

Помимо обеспечения информации о фазе, контрольный сигнал может быть использован в приемной системе также для облегчения контроля времени. Контроль времени осуществляют также путем обработки принятых данных в момент времени за одну выборку до (ранний), и в момент времени через одну выборку после (поздний) момента обработки принимаемой в настоящее время выборки. Для определения времени, которое наиболее близко соответствует фактическому времени поступления сигнала, может быть произведено сравнение амплитуды контрольного канала в ранний и поздний моменты времени выборки с амплитудой в момент времени текущей выборки, определяя какая из них является наибольшей. Если сигнал в один из моментов времени, соответствующих соседним выборкам, превышает таковой в момент времени, соответствующий текущей выборке, то привязка по времени может быть скорректирована таким образом, чтобы получить наилучшие результаты при демодуляции.

На Фиг.7 представлена схема декодирующего устройства 128 канала ДФМн и декодирующего устройства 126 канала КФМн (Фиг.2), которые имеют компоновку в соответствии с примером варианта осуществления изобретения. Накапливающий сумматор 240 получает из сумматора 184 (Фиг.5) данные ДФМн с гибким выбором и сохраняет в принятом кадре первую последовательность из 6144/N_R символов демодуляции, где, как описано выше, N_R зависит от скорости передачи данных ДФМн с гибким выбором, и прибавляет к соответствующим сохраненным накопленным символам каждый последующий набор из 6144/N_R демодулированных символов, содержащихся в кадре. Поблочный обращенный перемежитель 242 осуществляет обращенное перемежение накопленных данных с гибким выбором из сумматора 240 с переменной начальной точкой, а устройство 244 декодирования по алгоритму Витерби декодирует имеющие обращенное перемежение данные с гибким выбором, в результате чего получают данные с жестким выбором, а также результаты контрольной суммы ЦИК. В декодирующем устройстве 126 осуществляют демультиплексирование данных КФМН, КФМН_С и КФМН_К с гибким выбором от сумматора 184 (Фиг.5) в единый поток данных с гибким выбором посредством демультиплексора 246, а накапливающий сумматор 248 принимает единый поток данных с гибким выбором и накапливает каждые 6144/N_R символов демодуляции, где N_R зависит от скорости передачи данных КФМН. Поблочный обращенный перемежитель 250 осуществляет обращенное перемежение данных с гибким выбором из сумматора 248 с переменной начальной точкой, а устройство 252 декодирования по алгоритму Витерби декодирует символы модуляции, имеющие обращенное перемежение, в результате чего получают данные с жестким выбором, а также результаты контрольной суммы ЦИК. В описанном выше со ссылкой на Фиг.3 примере альтернативного варианта осуществления, в котором повторение символов осуществляют до перемежения, накапливающие сумматоры 240 и 248 размещают после поблочных обращенных перемежителей 242 и 250. В варианте осуществления изобретения, включающем в себя использование наборов скоростей передачи, и, следовательно, в котором неизвестна скорость передачи конкретного кадра, используют множество декодирующих устройств, каждое из которых работает с различной скоростью передачи, и в таком случае кадр, соответствующий наиболее вероятной используемой скорости передачи, выбирают на основании результатов проверки контрольной суммы ЦИК. В соответствии с настоящим изобретением предусмотрена возможность использования других способов контроля ошибок.

На Фиг.8 представлена система передачи по обратному каналу связи, в которой управляющие данные и контрольные данные объединены в одном канале. Следует отметить, что изобретение может быть равным образом использовано и для передач по прямому каналу связи, но оно дает дополнительные преимущества при его осуществлении в удаленной подвижной станции. Кроме того, для специалиста в данной области техники очевидно, что может быть произведено мультиплексирование управляющих данных с другими каналами, передаваемыми удаленной станцией. Однако, в предпочтительном варианте осуществления управляющие данные мультиплексируют с контрольным каналом, поскольку, в отличие от основных и дополнительных каналов, контрольный канал существует всегда вне зависимости от того, имеет ли удаленная станция данные информационного обмена для передачи в центральную станцию связи. Кроме того, хотя описание настоящего изобретения приведено для мультиплексирования данных с контрольным каналом, но оно равным образом применимо и для случая, в котором данные управления мощностью вводят в контрольный канал.

Контрольные данные, которые состоят исключительно из потока двоичных значений "1", подают в мультиплексор (МПС) 300. Кроме того, в мультиплексор 300 подают данные канала управления, которые в примере варианта осуществления представляют собой данные управления мощностью, состоящие из значений +1 и -1, и посредством которых для базовой станции указаны команды увеличить или уменьшить ее мощность передачи. Мультиплексор 300 уплотняет эти два потока данных путем подачи управляющих данных в заранее заданные места контрольных данных. Затем уплотненные данные подают на первый вход умножителей 310 и 328.

На второй вход умножителя 310 подают псевдошумовую последовательность (ПШ), состоящую из значений +1 и -1. Генерацию псевдошумовой последовательности, подаваемой в умножители 310 и 312, осуществляют путем умножения короткой ПШ последовательности (ПШс) (PN _I) на длинный код. Операция генерации коротких ПШ последовательностей и последовательностей длинного кода известна в данной области техники и подробно описана в стандарте IS-95. На второй вход умножителя 328 подают псевдошумовую (ПШ) последовательность, состоящую из значений +1 и -1. Генерацию псевдошумовой последовательности, подаваемой в умножители 318 и 328, осуществляют путем умножения короткой ПШ последовательности (ПШ_К) (PN_Q ) на длинный код.

Выходной сигнал умножителя 310 подают на первый вход умножителя 314. Выходной сигнал умножителя 318 подают в блок 320 задержки, который осуществляет задержку входных данных на промежуток времени, равный половине элемента кода. Из блока 320 задержки сигнал с задержкой подают на вход вычитания вычитающего устройства 314. Выходной сигнал вычитающего устройства 314 передают в фильтры исходной полосы частот и в блоки регулировки усиления контрольного сигнала (не показаны).

Выходной сигнал умножителя 328 подают в блок 330 задержки, который осуществляет задержку входных данных на половину периода элемента кода так, как было описано для блока 320 задержки. Выходной сигнал блока 330 задержки подают на второй вход суммирования сумматора 322. Первый вход блока 322 суммирования соединен с выходом умножителя 312. Суммированный выходной сигнал из сумматора 322 передают в фильтры исходной полосы частот и в блоки регулировки усиления контрольного сигнала (не показаны).

Данные информационного обмена, предназначенные для передачи по дополнительному каналу, состоящие из значений +1 и -1, подают на первый вход умножителя 302. На второй вход умножителя 302 подают повторяющуюся последовательность Уолша (+1, -1). Как было описано выше, наложение последовательности Уолша служит для уменьшения помех между каналами передачи данных из удаленной станции. Последовательность умноженных данных из умножителя 302 подают в блок 304 усиления, который осуществляет масштабирование амплитуды до величины, устанавливаемой в зависимости от усиления контрольного канала/канала управления. Выходной сигнал блока 304 усиления подают на первый вход сумматора 316. Выходной сигнал сумматора 316 подают на входы умножителей 312 и 318, и обработку продолжают так, как описано выше.

Данные информационного обмена, предназначенные для передачи по основному каналу, состоящие из значений +1 и -1, подают на первый вход умножителя 306. На второй вход умножителя 306 подают повторяющуюся последовательность Уолша (+1, +1, -1, -1). Как было описано выше, наложение последовательности Уолша уменьшает помехи между каналами передачи данных из удаленной станции. Последовательность умноженных данных из умножителя 306 подают в блок 308 усиления, который осуществляет масштабирование амплитуды до величины, устанавливаемой в зависимости от усиления контрольного канала/канала управления. Выходной сигнал блока 308 усиления подают на второй вход сумматора 316. Выходной сигнал сумматора 316 подают на входы умножителей 312 и 318, и обработку продолжают так, как описано выше.

Со ссылкой на Фиг.9, раскрыт вариант осуществления настоящего изобретения, включающий в себя необходимые операции фильтрации, который имеет дополнительное преимущество, достигнутое путем объединения контрольных и управляющих данных. Оно заключается в сокращении количества необходимых схем фильтрации. Как раскрыто в описании со ссылкой на Фиг.8, контрольные данные и данные канала управления объединяют друг с другом посредством мультиплексора (МПС) 350. Мультиплексированные данные, состоящие из значений +1 и -1, подают на первый вход умножителей 352 и 354. На второй вход умножителя 352 подают результат умножения короткого ПШ кода ПШ_С (PN_I) на длинный код в умножителе 390. Результат умножения из умножителя 352 подают в фильтр 356 с конечной импульсной характеристикой (КИХ) (FIR). В примере варианта осуществления КИХ-фильтр 356 представляет собой КИХ-фильтр с 48 ответвлениями, устройство которого хорошо известно в данной области техники. На второй вход умножителя 354 подают результат умножения короткого ПШ кода ПШ_К (PN_Q) на длинный код в умножителе 392. Выходной сигнал КИХ-фильтра 356 подают на вход суммирования вычитающего устройства 374. Выходной сигнал вычитающего устройства 374 передают в преобразователи с повышением частоты и в блоки усиления контрольного сигнала (не показаны).

Результат умножения из умножителя 354 подают в фильтр 358 с конечной импульсной характеристикой (КИХ). В примере варианта осуществления КИХ-фильтр 358 представляет собой КИХ-фильтр с 48 ответвлениями, устройство которого хорошо известно в данной области техники. Следует отметить, что поскольку в каждом канале необходимо наличие двух КИХ-фильтров, то путем объединения контрольных данных и данных управления мощностью было устранено два КИХ-фильтра. Устранение двух фильтров КИХ уменьшает сложность, потребляемую мощность и площадь микросхемы. Выходной сигнал КИХ-фильтра 358 подают в блок 360 задержки, который перед тем, как подать сигнал на первый вход суммирования сумматора 376, осуществляет задержку выходного сигнала на половину элемента кода. Выходной сигнал сумматора 376 передают в преобразователи с повышением частоты и в блоки усиления контрольного сигнала (не показаны).

Данные информационного обмена из дополнительного канала, состоящие из значений +1 и -1, подают на первый вход умножителя 362. На второй вход умножителя 362 подают повторяющуюся последовательность Уолша (+1, -1), которая, как описано выше, уменьшает помехи между каналами. Выходной сигнал умножителя 362 подают на первый вход умножителей 364 и 366. Второй входной сигнал умножителя 364 представляет собой псевдошумовую последовательность, которую подают из умножителя 392, а второй входной сигнал умножителя 366 представляет собой псевдошумовую последовательность, которую подают из умножителя 390.

Выходной сигнал умножителя 364 подают в блок 368 КИХ-фильтрации/усиления, в котором осуществляют фильтрацию сигнала и усиление сигнала в соответствии с коэффициентом усиления относительно единичного усиления контрольного канала/канала управления. Выходной сигнал блока 368 КИХ-фильтрации/усиления подают в блок 372 задержки. Блок 372 задержки осуществляет задержку сигнала на ^г /2 элемента кода до подачи сигнала на первый вычитающий вход вычитающего устройства 374. Обработку выходного сигнала вычитающего устройства 374 продолжают, как было описано выше.

Выходной сигнал умножителя 366 подают в блок 370 КИХ-фильтрации/усиления, в котором осуществляют фильтрацию сигнала и усиление сигнала в соответствии с коэффициентом усиления относительно единичного усиления контрольного канала/канала управления. Выходной сигнал из блока 370 КИХ фильтрации/усиления поступает на второй вход сумматора 376. Обработку выходного сигнала сумматора 376 продолжают, как было описано выше.

Данные информационного обмена из основного канала, состоящие из значений +1 и -1, подают на первый вход умножителя 388. На второй вход умножителя 388 подают повторяющуюся последовательность Уолша (+1, +1, -1, -1), которая, как описано выше, уменьшает помехи между каналами. Выходной сигнал умножителя 388 подают на первый вход умножителей 378 и 384. Второй входной сигнал умножителя 378 представляет собой псевдошумовую последовательность, которую подают из умножителя 392, а второй входной сигнал умножителя 384 представляет собой псевдошумовую последовательность, которую подают из умножителя 390.

Выходной сигнал умножителя 378 подают в блок 380 КИХ-фильтрации/усиления, в котором осуществляют фильтрацию сигнала и усиление сигнала в соответствии с коэффициентом усиления относительно единичного усиления контрольного канала/канала управления. Выходной сигнал из блока 380 КИХ-фильтрации/усиления подают в блок 382 задержки. Блок 382 задержки осуществляет задержку сигнала на ¹/2 элемента кода до подачи сигнала на второй вычитающий вход вычитающего устройства 374. Обработку выходного сигнала вычитающего устройства 374 продолжают, как было описано выше.

Выходной сигнал умножителя 384 подают в блок 386 КИХ-фильтрации/усиления, в котором осуществляют фильтрацию сигнала и усиление сигнала в соответствии с коэффициентом усиления относительно единичного усиления контрольного/управляющего канала. Выходной сигнал из блока 386 КИХ фильтрации/усиления подают на третий вход сумматора 376. Обработку выходного сигнала сумматора 376 продолжают, как было описано выше.

На Фиг.10 представлен приемник для обработки данных, в котором производят мультиплексирование управляющих данных с данными контрольного сигнала. Данные принимают посредством антенны (не показана) и осуществляют их преобразование с понижением частоты, фильтрацию и выборку. Отфильтрованные выборки данных подают в блоки 400 и 402 задержки. Блоки 400 и 402 задержки осуществляют задержку данных на половину периода элемента кода до того, как данные подают на первый вход умножителей 404 и 406. На второй вход умножителей 404 и 406 подают псевдошумовую последовательность от умножителя 450. Как описано ранее, умножитель 450 осуществляет генерацию псевдошумовой последовательности путем умножения короткого кода ПШс (PN_I) на длинный код.

Отфильтрованные выборки также подают непосредственно (без задержки} на первый вход умножителей 446 и 448. На второй вход умножителей 446 и 448 подают псевдошумовую последовательность от умножителя 452. Умножитель 452 осуществляет генерацию псевдошумовой последовательности путем умножения короткого ПШ кода ПШ_К (PN_Q ) на длинный код. Выходной сигнал из умножителя 404 подают на первый вход сумматора 408, а выходной сигнал из умножителя 446 подают на второй вход сумматора 408. Выходной сигнал умножителя 406 подают на суммирующий вход вычитающего устройства 410, а выходной сигнал умножителя 448 подают на вычитающий вход вычитающего устройства 410.

Выходной сигнал сумматора 408 подают на блок 412 задержки и блока 434 выбора контрольного символа. Перед тем, как сигнал подадут в фильтр 436 контрольного сигнала, блок 434 выбора контрольного символа отделяет управляющие данные от контрольных данных. Фильтр 436 контрольного сигнала производит фильтрацию сигнала и подает отфильтрованный контрольный сигнал в умножители 416 и 418. Аналогичным образом, блок 438 выбора контрольного символа отделяет управляющие данные от контрольных данных перед тем, как сигнал подадут в фильтр 440 контрольного сигнала. Фильтр 440 контрольного сигнала осуществляет фильтрацию сигнала и подает отфильтрованный контрольный сигнал в умножители 442 и 444.

Устройство 412 задержки используют для того, чтобы осуществить синхронизацию данных по этим двум трактам до их подачи в умножитель 416. То есть этот блок 412 задержки обеспечивает задержку, которая равна задержке из-за обработки в блоке 434 выбора контрольного символа и в фильтре 436 контрольного сигнала, которая равна задержке из-за обработки в блоке 438 выбора контрольного символа и в фильтре 440 контрольного сигнала. Аналогичным образом блок задержки 414 осуществляет синхронизацию данных, подаваемых в умножители 418 и 442.

Выходной сигнал блока 412 задержки подают на первый вход умножителей 416 и 444. На второй вход умножителя 416 подают выходной сигнал фильтра 436 контрольного сигнала. На второй вход умножителя 444 подают сигнал из фильтра 440 контрольного сигнала. Выходной сигнал блока 414 задержки подают на первый вход умножителей 418 и 442. На второй вход умножителя 418 подают выходной сигнал из фильтра 436 контрольного сигнала. На второй вход умножителя 442 подают сигнал из фильтра 440 контрольного сигнала.

Выходной сигнал умножителя 416 подают на первый вход сумматора 420, а на второй вход сумматора 420 подают выходной сигнал умножителя 442. Сумму из сумматора 420 подают в блок 424 выбора управляющего символа, который отделяет

управляющие данные от данных контрольного канала и подает эту информацию в управляющий процессор (не показан), который в ответ на это осуществляет регулировку мощности передачи базовой станции.

Выходной сигнал умножителя 418 подают на суммирующий вход вычитающего устройства 422. Выходной сигнал умножителя 444 подают на вычитающий вход вычитающего устройства 422. Выходной сигнал вычитающего устройства 422 подают на первый вход умножителя 426. На второй вход умножителя 426 подают повторяющуюся последовательность Уолша (+1, -1). Для того, чтобы получить данные дополнительного канала, результат умножения из умножителя 426 подают в сумматор 428, который суммирует входные биты в течение периода последовательности Уолша. Выходной сигнал вычитающего устройства 422 подают на первый вход умножителя 430. На второй вход умножителя 430 подают повторяющуюся последовательность Уолша (+1, +1, -1, -1). Для того, чтобы получить данные основного канала, результат умножения подают из умножителя 430 в блок 432 суммирования, который суммирует входные биты в течение периода последовательности Уолша.

Была описана многоканальная система беспроводной связи МДКР с высокой скоростью передачи. Описание приведено для того, чтобы предоставить любому специалисту в данной области техники возможность реализовать или использовать настоящее изобретение. Различные изменения этих вариантов осуществления предполагаются очевидными для специалистов в данной области техники, а определенные здесь общие принципы могут быть использованы для других вариантов осуществления без решения новых изобретательских задач. Таким образом, настоящее изобретение не ограничено раскрытыми здесь вариантами осуществления, а имеет самый широкий объем охраны, соответствующий раскрытым принципам и новым признакам.