устройство для передачи и приема сигнала и способ передачи и приема сигнала

Формула изобретения

1. Способ передачи в приемник сигнала широковещательной передачи, содержащего данные для услуги и данные преамбулы, причем способ содержит этапы, на которых отображают биты данных преамбулы в символы данных преамбулы, а биты данных в символы данных, создают по меньшей мере один срез данных на основании символов данных, создают кадр сигнала на основании символов данных преамбулы и среза данных, модулируют кадр сигнала с помощью способа мультиплексирования с ортогональным частотным разделением (OFDM) и передают модулированный кадр сигнала, причем символы данных преамбулы разделены на по меньшей мере один блок уровня 1 (L1), причем полоса пропускания блока L1 соответствует числу активных поднесущих, назначенных для одного канала, и блоки L1 повторяются в частотной области по полосе пропускания.

2. Способ по п.1, в котором полоса пропускания блока L1 равна 7,61 МГц.

3. Способ по п.1, в котором блок L1 имеет информацию сигнализации L1 для среза данных.

4. Способ по п.1, дополнительно содержащий этап, на котором кодируют с помощью LDPC данные преамбулы с помощью схемы укороченного и прореженного LDPC.

5. Способ приема сигнала широковещательной передачи, причем способ содержит этапы, на которых демодулируют принятые сигналы с помощью способа мультиплексирования с ортогональным частотным разделением (OFDM), детектируют кадр сигнала из демодулированных сигналов, причем кадр сигнала содержит символы преамбулы и символы данных, обратно отображают в биты для символов преамбулы и биты для символов данных и декодируют биты для символов преамбулы с помощью схемы укороченного и прореженного декодирования LDPC (контроля четности низкой плотности), причем символы преамбулы разделены на по меньшей мере один блок уровня 1 (L1), причем полоса пропускания блока L1 соответствует числу активных поднесущих, назначенных для одного канала, и блоки L1 повторяются по полосе пропускания.

6. Способ по п.5, в котором полоса пропускания блока L1 равна 7,61 МГц.

7. Способ по п.5, в котором блок L1 имеет информацию сигнализации L1 для среза данных.

8. Передатчик для передачи в приемник сигнала широковещательной передачи, содержащего данные для услуги и данные преамбулы, причем передатчик содержит устройство отображения, выполненное с возможностью отображения битов данных преамбулы в символы данных преамбулы, а битов данных в символы данных, устройство создания среза данных, выполненное с возможностью создания по меньшей мере одного среза данных на основании символов данных, устройство создания кадра, выполненное с возможностью создания кадра сигнала на основании символов данных преамбулы и среза данных, модулятор, выполненный с возможностью модуляции кадра сигнала с помощью способа мультиплексирования с ортогональным частотным разделением (OFDM), и устройство передачи, выполненное с возможностью передачи модулированного кадра сигнала, причем передатчик выполнен с возможностью обработки сигналов, при этом символы данных преамбулы разделены на по меньшей мере один блок уровня 1 (L1), причем полоса пропускания блока L1 соответствует числу активных поднесущих, назначенных для одного канала, и блоки L1 повторяются по полосе пропускания.

9. Передатчик по п.8, в котором полоса пропускания блока L1 равна 7,61 МГц.

10. Передатчик по п.8, в котором блок L1 имеет информацию сигнализации L1 для среза данных.

11. Передатчик по п.8, дополнительно содержащий кодер LDPC, выполненный с возможностью кодирования данных преамбулы с помощью схемы укороченного и прореженного LDPC.

12. Приемник для приема сигнала широковещательной передачи, причем приемник содержит демодулятор, выполненный с возможностью демодуляции принятых сигналов с помощью способа мультиплексирования с ортогональным частотным разделением (OFDM), устройство анализа кадра, выполненное с возможностью получения кадра сигнала из демодулированных сигналов, причем кадр сигнала содержит символы преамбулы и символы данных, устройство обратного отображения, выполненное с возможностью обратного отображения полученного кадра сигнала в биты для символов преамбулы и биты для символов данных, и декодер, выполненный с возможностью декодирования битов для символов преамбулы с помощью схемы укороченного и прореженного декодирования LDPC (контроля четности низкой плотности), причем приемник выполнен с возможностью обработки сигналов, при этом символы преамбулы разделены на по меньшей мере один блок уровня 1 (L1), причем полоса пропускания блока L1 соответствует числу активных поднесущих, назначенных для одного канала, и блоки L1 повторяются по полосе пропускания.

13. Приемник по п.12, в котором полоса пропускания блока L1 равна 7,61 МГц.

14. Приемник по п.12, в котором блок L1 имеет информацию сигнализации L1 для среза данных.

Описание изобретения к патенту

Область техники, к которой относится и изобретение

Настоящее изобретение относится к способу передачи и приема сигнала и устройству для передачи и приема сигнала, и более конкретно к способу передачи и приема сигнала и устройству для передачи и приема сигнала, которые могут улучшать эффективность передачи данных.

Уровень техники

Когда была разработана технология цифровой широковещательной передачи, пользователи получили движущееся изображение высокого разрешения (HD). С непрерывным развитием алгоритма сжатия и аппаратного обеспечения высокой производительности в будущем пользователям будет обеспечено лучшее окружение. Система цифрового телевидения (DTV) может принимать цифровой сигнал широковещательной передачи и предоставлять множество дополнительных услуг пользователям, а также видеосигнал и аудио сигнал.

Цифровая широковещательная передача видеоданных (DVB)-C2 является третьей спецификацией, присоединившейся к семейству DVB систем передачи третьего поколения. Разработанное в 1994 г., современное DVB-C используют более чем в 50 миллионах кабельных тюнеров по всему миру. Наряду с другими системами третьего поколения DVB, DVB-C2 использует комбинацию контроля четности низкой плотности (LDPC) и коды BCH. Это мощное упреждающее исправление ошибок (FEC) обеспечивает улучшение отношения несущей к шуму относительно DVB-C приблизительно на 5dB. Соответствующие схемы перемежения бит оптимизируют общую надежность системы FEC. Эти кадры, расширенные с помощью заголовка, называют каналами физического уровня (PLP). Один или более из этих PLP мультиплексируют в срез данных. К каждому срезу применяют двумерное перемежение (во временной и частотной областях), давая возможность приемнику исключать влияние повреждений пакетов и частотно избирательных помех, таких как одна точка входа частоты.

Раскрытие изобретения

Техническая проблема

С развитием этих технологий цифровой широковещательной передачи увеличиваются требования для услуги, такой как видеосигнал и аудио сигнал, и постепенно увеличивается объем данных, желаемых пользователями, или число каналов широковещательной передачи.

Техническое решение

Таким образом, настоящее изобретение направлено на способ передачи и приема сигнала и устройство для передачи и приема сигнала, которые по существу устраняют одну или более проблем, вызванных ограничениями и недостатками релевантного уровня техники.

Задачей настоящего изобретения является создание способа передачи в приемник сигнала широковещательной передачи, имеющего данные для услуги и данные преамбулы, причем способ содержит: отображение битов данных преамбулы в символы данных преамбулы, а битов данных в символы данных, создание по меньшей мере одного среза данных на основании символов данных, создание кадра сигнала на основании символов данных преамбулы и среза данных, модуляцию кадра сигнала с помощью способа мультиплексирования с ортогональным частотным разделением (OFDM) и передачу модулированного кадра сигнала, причем символы данных преамбулы разделяют на по меньшей мере один блок уровня 1 (L1), причем полоса пропускания блока L1 соответствует числу активных поднесущих, назначенных для одного канала.

Другой аспект настоящего изобретения предусматривает способ приема сигнала широковещательной передачи, причем способ содержит: демодуляцию принятых сигналов с помощью способа мультиплексирования с ортогональным частотным разделением (OFDM), детектирование кадра сигнала из демодулированных сигналов, причем кадр сигнала содержит символы преамбулы и символы данных, обратное отображение в биты для символов преамбулы и биты для символов данных и декодирование битов для символов преамбулы с помощью схемы укороченного и прореженного декодирования LDPC (контроля четности низкой плотности), причем символы преамбулы разделяют на по меньшей мере один блок уровня 1 (L1), причем полоса пропускания блока L1 соответствует числу активных поднесущих, назначенных для одного канала.

Еще один аспект настоящего изобретения предусматривает передатчик для передачи в приемник сигнала широковещательной передачи, имеющего данные для услуги и данные преамбулы, , причем передатчик содержит: устройство отображения, выполненное с возможностью отображения битов данных преамбулы в символы данных преамбулы, а битов данных в символы данных, устройство создания среза данных, выполненное с возможностью создания по меньшей мере одного среза данных на основании символов данных, устройство создания кадра, выполненное с возможностью создания кадра сигнала на основании символов данных преамбулы и среза данных, модулятор, выполненный с возможностью модуляции кадра сигнала с помощью способа мультиплексирования с ортогональным частотным разделением (OFDM), и устройство передачи, выполненное с возможностью передачи модулированного кадра сигнала, причем передатчик выполнен с возможностью обработки сигналов, при этом символы данных преамбулы разделяют на по меньшей мере один блок уровня 1 (L1), причем полоса пропускания блока L1 соответствует числу активных поднесущих, назначенных для одного канала.

Еще один аспект настоящего изобретения предусматривает приемник для приема сигнала широковещательной передачи, причем приемник содержит: демодулятор, выполненный с возможностью демодуляции принятых сигналов с помощью способа мультиплексирования с ортогональным частотным разделением (OFDM), устройство анализа кадра, выполненное с возможностью получения кадра сигнала из демодулированных сигналов, причем кадр сигнала содержит символы преамбулы и символы данных, устройство обратного отображения, выполненное с возможностью обратного отображения полученного кадра сигнала в биты для символов преамбулы и биты для символов данных, и декодер, выполненный с возможностью декодирования битов для символов преамбулы с помощью схемы укороченного и прореженного декодирования LDPC (контроля четности низкой плотности), причем приемник выполнен с возможностью обработки сигналов, при этом символы преамбулы разделяют на по меньшей мере один блок уровня 1 (L1), причем полоса пропускания блока L1 соответствует числу активных поднесущих, назначенных для одного канала.

Краткое описание чертежей

Сопровождающие чертежи, которые включены, чтобы обеспечить дополнительное понимание изобретения, и входят в состав настоящей заявки и составляют ее часть, иллюстрируют вариант (варианты) осуществления изобретения и вместе с описанием служат для того, чтобы объяснять принципы изобретения.

На чертежах:

Фиг.1 - пример 64-квадратурной амплитудной модуляции (QAM), используемой в европейском DVB-T.

Фиг.2 - способ двоичного отраженного кода Грея (BRGC).

Фиг.3 - выходные данные, близкие к гауссовым с помощью модификации 64-QAM, использованной в DVB-T.

Фиг.4 - расстояние Хамминга между отраженной парой в BRGC.

Фиг.5 - характеристики в QAM, где отраженная пара существует для каждой оси I и оси Q.

Фиг.6 - способ модификации QAM с использованием отраженной пары BRGC.

Фиг.7 - пример модифицированной 64/256/1024/4096-QAM.

Фиг.8-фиг.9 - примеры модифицированной 64-QAM с использованием отраженной пары BRGC.

Фиг.10-фиг.11 - примеры модифицированной 256-QAM с использованием отраженной пары BRGC.

Фиг.12-фиг.13 - примеры модифицированной 1024-QAM с использованием отраженной пары BRGC(0~511).

Фиг.14-фиг.15 - примеры модифицированной 1024-QAM с использованием отраженной пары BRGC(512~1023).

Фиг.16-фиг.17 - примеры модифицированной 4096-QAM с использованием отраженной пары BRGC(0~511).

Фиг.18-фиг.19 - примеры модифицированной 4096-QAM с использованием отраженной пары BRGC(512~1023).

Фиг.20-фиг.21 - примеры модифицированной 4096-QAM с использованием отраженной пары BRGC(1024~1535).

Фиг.22-фиг.23 - примеры модифицированной 4096-QAM с использованием отраженной пары BRGC(1536~2047).

Фиг.24-фиг.25 - примеры модифицированной 4096-QAM с использованием отраженной пары BRGC(2048~2559).

Фиг.26-фиг.27 - примеры модифицированной 4096-QAM с использованием отраженной пары BRGC(2560~3071).

Фиг.28-фиг.29 - примеры модифицированной 4096-QAM с использованием отраженной пары BRGC(3072~3583).

Фиг.30-фиг.31 - примеры модифицированной 4096-QAM с использованием отраженной пары BRGC(3584~4095).

Фиг.32 - пример отображения битов модифицированной QAM, где 256-QAM модифицирована с использованием BRGC.

Фиг.33 - пример преобразования MQAM в неравномерную совокупность.

Фиг.34 - пример системы цифровой передачи.

Фиг.35 - пример входного процессора.

Фиг.36 - информация, которая может быть включена в базовую полосу частот (BB).

Фиг.37 - пример BICM.

Фиг.38 - пример укороченного/прореженного кодера.

Фиг.39 - пример применения различных совокупностей.

Фиг.40 - другой пример случаев, когда учитывают совместимости между традиционными системами.

Фиг.41 - структура кадра, которая содержит преамбулу для сигнализации L1 и символ данных для данных PLP.

Фиг.42 - пример устройства создания кадра.

Фиг.43 - пример вставки пилот-сигнала (404), изображенного на фиг.4.

Фиг.44 -структура SP.

Фиг.45 - новая структура SP или шаблона пилот сигнала (РР)5.

Фиг.46 - предложенная структура РР5.

Фиг.47 - зависимость между символом данных и преамбулой.

Фиг.48 - другая зависимость между символом данных и преамбулой.

Фиг.49 - пример профиля задержки кабельного канала.

Фиг.50 - рассеянная структура пилот-сигнала, которая использует z=56 и z=112.

Фиг.51 - пример модулятора, основанного на OFDM.

Фиг.52 - пример структуры преамбулы

Фиг.53 - пример декодирования преамбулы.

Фиг.54 - процесс конструирования более оптимизированной преамбулы.

Фиг.55 - другой пример структуры преамбулы.

Фиг.56 - другой пример декодирования преамбулы.

Фиг.57 - пример структуры преамбулы

Фиг.58 - пример декодирования L1.

Фиг.59 - пример аналогового процессора.

Фиг.60 - пример системы цифрового приемника.

Фиг.61 - пример аналогового процессора, использованного в приемнике.

Фиг.62 - пример демодулятора.

Фиг.63 - пример устройства анализа кадра.

Фиг.64 - пример демодулятора BICM.

Фиг.65 - пример декодирования LDPC с использованием укорачивания/прореживания

Фиг.66 - пример выходного процессора.

Осуществление изобретения

Теперь будет сделана подробная ссылка на предпочтительные варианты осуществления настоящего изобретения, примеры которых проиллюстрированы на сопровождающих чертежах. Где возможно, одинаковые ссылочные номера будут использованы по всем чертежам для обозначения одинаковых или подобных частей.

В нижеследующем описании понятие услуга указывает любое содержание широковещательной передачи, которое может быть передано/принято с помощью устройства передачи/приема.

Квадратурную амплитудную модуляцию (QAM) с использованием двоичного отраженного кода Грея (BRGC) используют в качестве модуляции в среде широковещательной передачи, в которой используют традиционную модуляцию с перемежеванными закодированными битами (BICM). Фиг.1 изображает пример 64-QAM, используемой в европейской DVB-T.

BRGC может быть создан с использованием способа, изображенного на фиг.2. n битов BRGC могут быть созданы с помощью добавления обратного кода из (n-1) битов BRGC (т.е. отраженного кода) к задней стороне (n-1) битов, с помощью добавления 0 (нулей) к передней стороне исходных (n-1) битов BRGC и с помощью добавления 1 (единиц) к передней стороне отраженного кода. Код BRGC, созданный с помощью этого способа, имеет расстояние Хамминга между смежными кодами, равное (1). Кроме того, когда применяют BRGC к QAM, расстояние Хамминга между некоторой точкой и четырьмя точками, которые являются наиболее близко смежными к точке, равно (1), а расстояние Хамминга, между точкой и другими четырьмя точками, которые являются вторыми наиболее близко смежными к точке, равно (2). Такие характеристики расстояний Хамминга между конкретной точкой совокупности и другими смежными точками может быть названо правилом отображения Грея в QAM.

Чтобы сделать систему надежной относительно аддитивного белого гауссова шума (AWGN), распределение сигналов, переданных из передатчика, может быть сделано близким к гауссову распределению. Чтобы быть в состоянии сделать это, местоположения точек в совокупности могут быть модифицированы. Фиг.3 изображает выходные данные, близкие к гауссовым, с помощью модификации 64-QAM, использованной в DVB-T. Такая совокупность может быть названа неравномерной QAM (NU-QAM).

Чтобы создать неравномерную QAM, может быть использована гауссова кумулятивная функция распределения (CDF). В случае 64, 256 или 1024 QAM, т.е. 2^N AM, QAM может быть разделена на две независимые N-PAM. С помощью разделения гауссовой CDF на N секций одинаковой вероятности и с помощью допущения, чтобы точка сигнала в каждой секции представляла секцию, может быть создана совокупность, имеющая гауссово распределение. Иначе говоря, координата xj вновь определенной неравномерной N-PAM может быть определена следующим образом:

Уравнение 1

Фиг.3 является примером преобразования 64QAM DVB-T в NU-64QAM с использованием вышеупомянутых способов. Фиг.3 представляет результат модификации координат каждой оси I и оси Q с использованием вышеупомянутых способов и отображения предыдущих точек совокупности во вновь определенные координаты. В случае 32, 128 или 512 QAM, т.е. крестообразной QAM, которая не является 2^N QAM, с помощью модификации соответствующим образом Pj, может быть найдена новая координата.

Один вариант осуществления настоящего изобретения может модифицировать QAM с использованием BRGC с помощью использования характеристик BRGC. Как изображено на фиг.4, расстояние Хамминга между отраженной парой в BRGC равно единице, поскольку оно отличается только на один бит, который добавлен к передней части каждого кода. Фиг.5 изображает характеристики в QAM, в которой отраженная пара существует для каждой оси I и оси Q. На этой фигуре отраженная пара существует на каждой стороне жирной линии из точек.

С помощью использования отраженных пар, существующих в QAM, средняя мощность совокупности QAM может быть уменьшена, в то же время, поддерживая правило отображения Грея в QAM. Иначе говоря, в совокупности, в которой средняя мощность нормализована как 1, в совокупности может быть увеличено минимальное Евклидово расстояние. Когда эту модифицированную QAM применяют к системам широковещательной передачи или связи, можно осуществить либо систему, более надежную относительно шума, с использованием той же энергии, что и традиционная система, либо систему с той же производительностью, что и традиционная система, но которая использует меньше энергии.

Фиг.6 изображает способ модификации QAM с использованием отраженной пары BRGC. Фиг.6а изображает совокупность, а фиг.6b изображает блок-схему последовательности этапов для модификации QAM с использованием отраженной пары BRGC. Во-первых, должна быть найдена целевая точка, которая имеет наивысшую мощность, среди точек совокупности. Подходящими точками являются точки, где может перемещаться эта целевая точка, и они являются ближайшими соседними точками отраженной пары целевой точки. Затем среди подходящих точек должна быть найдена пустая точка (т.е. точка, которая еще не взята другими точками), имеющая наименьшую мощность, и сравнивают мощность целевой точки и мощность подходящей точки. Если мощность подходящей точки меньше, целевая точка перемещается в подходящую точку. Этот процесс повторяют до тех пор, пока средняя мощность точек в совокупности не достигнет минимума, в то же время, поддерживая правило отображения Грея.

Фиг.7 изображает пример модифицированной 64256/1024/4096-QAM. Значения отображения Грея соответствуют фиг.8 по фиг.31, соответственно. Кроме этих примеров могут быть реализованы другие типы модифицированной QAM, которые дают возможность идентичной оптимизации мощности. Это вследствие того, что целевая точка может перемещаться в множество подходящих точек. Предложенная модифицированная QAM может быть применена не только к 64/256/1024/4096-QAM, но также к крестообразной QAM, QAM большего размера или модуляциям с использованием другого BRGC, чем QAM.

Фиг.32 изображает пример отображения битов модифицированной QAM, где 256-QAM модифицируют с использованием BRGC. Фиг.32а и фиг.32b изображают отображение наибольших значащих бит (MSB). Точки, обозначенные как заполненные окружности, представляют отображения единиц, а точки, обозначенные как пустые окружности, представляют отображения нулей. Таким же образом, каждый бит отображают, как изображено на фигурах с (а) по (h), на фиг.32, до тех пор, пока не отобразят наименьшие значащие биты (LSB). Как изображено на фиг.32, модифицированная QAM может дать возможность решения бит с использованием только оси I или Q, как традиционная QAM, за исключением бита, который является следующим после MSB (фиг.32с и фиг.32d). С помощью использования этих характеристик может быть создан простой приемник с помощью частично модифицированного приемника для QAM. Эффективный приемник может быть осуществлен с помощью проверки обоих значений I и Q, только при определении бита после MSB и с помощью вычисления только I или Q для остальных бит. Этот способ может быть применен, чтобы аппроксимировать LLR, точное LLR или жесткое решение.

С помощью использования модифицированной QAM или MQAM, которая использует характеристики вышеупомянутого BRGC, может быть создана неравномерная совокупность или NU-MQAM. В вышеприведенном уравнении, в котором использована гауссова CDF, Pj может быть модифицирована, чтобы соответствовать MQAM. Точно как QAM, в MQAM могут быть рассмотрены две РАМ, имеющие ось I и ось Q. Однако, в отличие от QAM, в которой число точек, соответствующих значению каждой оси РАМ, является одинаковым, в MQAM число точек изменяется. Если число точек, которое соответствует j-му значению РАМ, определено как nj в MQAM, где существуют все М точек совокупности, тогда Pj может быть определена следующим образом:

Уравнение 2

С помощью использования определенной Pj MQAM может быть преобразована в неравномерную совокупность. Pj может быть определена следующим образом для примера 256-MQAM.

Фиг.33 является примером трансформации MQAM в неравномерную совокупность. NU-MQAM, созданная с использованием этих способов, может поддерживать характеристики приемников MQAM с модифицированными координатами каждой РАМ. Таким образом, может быть осуществлен эффективный приемник. Кроме того, может быть осуществлена система, более надежная относительно шума, чем предыдущая NU-QAM. Для более эффективной системы широковещательной передачи возможна гибридизация MQAM и NU-MQAM. Иначе говоря, система, более надежная относительно шума, может быть осуществлена с помощью использования MQAM для среды, в которой использован код с коррекцией ошибок с высокой скоростью кода, и иначе с помощью использования NU-MQAM. Для такого случая передатчик может допускать, чтобы приемник имел информацию о скорости кода с коррекцией ошибок, используемого в текущий момент, и вид модуляции, используемой в текущий момент, таким образом, чтобы приемник мог демодулировать в соответствии с модуляцией, используемой в текущий момент.

Фиг.34 изображает пример системы цифровой передачи. Входные данные могут содержать некоторое число потоков MPEG-TS или потоков GSE (общая инкапсуляция потока). Модуль 101 входного процессора может добавлять параметры передачи во входной поток и выполнять планирование для модуля 102 BICM. Модуль 102 BICM может добавлять избыточность и перемежевывать данные для коррекции ошибок канала передачи. Устройство 103 создания кадра может создавать кадры с помощью добавления информации сигнализации физического уровня и пилот-сигналов. Модулятор 104 может выполнять модуляцию относительно входных символов эффективными способами. Аналоговый процессор 105 может выполнять различные процессы для преобразования входных цифровых сигналов в выходные аналоговые сигналы.

Фиг.35 изображает пример входного процессора. Входной поток MPEG-TS или GSE может быть преобразован с помощью входного процессора в полное число n потоков, которые будут обработаны независимо. Каждый из этих потоков может быть либо полным кадром TS, который включает в себя множество компонентов услуг, либо минимальным кадром TS, который включает в себя компонент услуги (например, видео или аудио). Кроме того, каждый из этих потоков может быть потоком GSE, который передает, либо множество услуг, либо одну услугу.

Модуль 202-1 входного интерфейса может назначать некоторое число входных битов, равное максимальной емкости поля данных кадра основной полосы частот (ВВ). Заполнение может быть вставлено, чтобы завершить емкость кодового блока LDPC/BCH. Модуль 203-1 синхронизации входного потока может обеспечивать механизм, чтобы повторно генерировать в приемнике тактовые импульсы транспортного потока (или пакетированного обобщенного потока), для того чтобы гарантировать сквозные постоянные скорости битов и задержку.

Для того чтобы позволить повторное объединение транспортного потока без требования дополнительной памяти в приемнике, входные транспортные потоки задерживают с помощью компенсаторов 204-1~n задержки, учитывая параметры перемежения PLP данных в группе, и соответствующий общий PLP. Модули 205-1~n удаления пустого пакета могут увеличивать эффективность передачи с помощью удаления вставленного пустого пакета для случая услуги VBR (переменной скорости битов). Модули 206-1~n кодера контроля циклическим избыточным кодом (CRC) могут добавлять контроль четности CRC, чтобы увеличить надежность передачи кадра ВВ. Модули 207-1~n вставки заголовка ВВ могут добавлять заголовок кадра ВВ в начальной части кадра ВВ. Информация, которая может быть включена в заголовок ВВ, изображена на фиг.36.

Модуль 208 устройства объединения/ создания среза может выполнять вырезание кадра ВВ из каждого PLP, объединение кадров ВВ из множества PLP и планирование каждого кадра ВВ в кадре передачи. Следовательно, модуль 208 устройства объединения/устройства создания среза может выводить информацию сигнализации L1, которая относится к назначению PLP в кадре. Наконец, модуль 209 устройства шифрования ВВ может рандомизировать входные битовые потоки, чтобы минимизировать корреляцию между битами в битовых потоках. Модули в тени на фиг.35 являются модулями, используемыми, когда система передачи использует один PLP, другие модули на фиг.35, являются модулями, используемыми, когда устройство передачи использует множество PLP.

Фиг.37 изображает пример модуля BICM. Фиг.37а изображает маршрут данных, а фиг.37b изображает маршрут L1 модуля BICM. Модуль 301 внешнего кодера и модуль 303 внутреннего кодера могут добавлять избыточность во входные битовые потоки для коррекции ошибок. Модуль 302 внешнего перемежителя и модуль 304 внутреннего перемежителя могут перемежевывать биты, чтобы предупредить ошибку пакета. Модуль 302 внешнего перемежителя может быть пропущен, если BICM предназначена конкретно для DVB-С2. Модуль 305 демультиплексора бит может управлять надежностью каждого бита, выведенного из модуля 304 внутреннего перемежителя. Модуль 306 устройства отображения символов может отображать входные битовые потоки в потоки символов. В этот момент времени можно использовать любую из традиционных QAM, MQAM, которая использует вышеупомянутый BRGC для улучшения производительности, NU-QAM, которая использует неравномерную модуляцию, или NU-MQAM, которая использует примененный BRGC неравномерной модуляции для улучшения производительности. Чтобы сконструировать систему, которая является более надежной относительно шума, могут быть рассмотрены комбинации модуляций с использованием MQAM и/или NU-MQAM, в зависимости от скорости кода или кода с коррекцией ошибок и емкости совокупности. В этот момент времени модуль 306 устройства отображения символов может использовать подходящую совокупность в соответствии со скоростью кода и емкостью совокупности. Фиг.39 изображает пример таких комбинаций.

Случай 1 изображает пример использования NU-MQAM при низкой скорости кода для осуществления упрощенной системы. Случай 2 изображает пример использования оптимизированной совокупности при каждой скорости кода. Передатчик может посылать информацию о скорости кода кода с коррекцией ошибок и емкости совокупности в приемник, таким образом, чтобы приемник мог использовать подходящую совокупность. Фиг.40 изображает другой пример случаев, в которых учитывают совместимость между традиционными системами. Дополнительно к примерам, возможны другие комбинации для оптимизации системы.

Модуль 307 вставки заголовка ModCod, изображенный на фиг.37, может брать информацию обратной связи адаптивного кодирования и модуляции (АСМ)/переменного кодирования и модуляции (VCM) и добавлять информацию о параметре, использованную при кодировании и модуляции, в блок FEC в качестве заголовка. Заголовок типа модуляции/скорости кода (ModCod) может включать в себя следующую информацию:

тип FEC (1 бит) - длинный или короткий LDPC,

скорость кода (3 бита),

модуляция (3 бита) до 64К QAM,

идентификатор PLP (8 бит).

Модуль 308 перемежителя символов может выполнять перемежение в символьной области, чтобы получить дополнительные результаты перемежения. Аналогичные процессы, выполненные относительно маршрута данных, могут быть выполнены относительно маршрута сигнализации L1, но, возможно, с другими параметрами (301-1~308-1). В этот момент модуль (303-1) укороченного/прореженного кода может быть использован для внутреннего кода.

Фиг.38 изображает пример кодирования LDPC с использованием укорачивания/прореживания. Процесс укорачивания может быть выполнен относительно входных блоков, которые имеют меньше битов, чем требуемое число битов для кодирования LDPC, так как много битов, требуемых для кодирования LDPC, могут быть заполнены (301с). Входные битовые потоки, заполненные нулями, могут иметь биты контроля четности в течение кодирования LDPC (302с). В этот момент времени для битовых потоков, которые соответствуют исходным битовым потокам, нули могут быть удалены (303с), а для битовых потоков контроля четности, может быть выполнено прореживание (304с) в соответствии со скоростями кода. Эти обработанные информационные битовые потоки и битовые потоки контроля четности могут быть мультиплексированы в исходные последовательности и выведены (305с).

Фиг.41 изображает структуру кадра, которая содержит преамбулу для сигнализации L1 и символ данных для данных PLP. Можно видеть, что преамбулу и символы данных генерируют циклически с использованием одного кадра в качестве единицы. Символы данных содержат тип 0 PLP, который передают с использованием фиксированной модуляции/кодирования, и тип 1 PLP, который передают с использованием переменной модуляции/кодирования. Для типа 0 PLP информацию, такую как модуляция, тип FEC и скорость кода FEC, передают в преамбуле (смотри вставку 401 заголовка кадра фиг.42) Для типа 1 PLP соответствующая информация может быть передана в заголовке блока FEC символа данных (смотри вставку 307 заголовка ModCod фиг.37). С помощью разделения типов PLP объем служебных данных ModCod может быть уменьшен на 3~4% от полной скорости передачи для типа 0 PLP, который передают с фиксированной скоростью битов. В приемнике для фиксированной модуляции/кодирования PLP типа 0 PLP, устройство r401 удаления заголовка кадра, изображенное на фиг.63, может извлекать информацию относительно модуляции и скорости кода FEC и предоставлять извлеченную информацию в модуль декодирования BICM. Для переменной модуляции/кодирования PLP типа 1 PLP модули r307 и r307-1 извлечения ModCod, изображенные на фиг.64, могут извлекать и предоставлять параметры, необходимые для декодирования BICM.

Фиг.42 изображает пример устройства создания кадра. Модуль 401 вставки заголовка кадра может формировать кадр из входных символьных потоков и может добавлять заголовок кадра впереди каждого переданного кадра. Заголовок кадра может включать в себя следующую информацию:

число связанных каналов (4 бита),

защитный интервал (2 бита),

PARP (2 бита),

шаблон пилот-сигнала (2 бита),

цифровая идентификация системы (16 бит),

идентификация кадра (16 бит),

длина кадра (16 бит) символы мультиплексирования с ортогональным частотным разделением (OFDM) на кадр,

длина суперкадра (16 бит) число кадров на суперкадр,

число PLP (8 бит),

для каждого PLP,

идентификация PLP (8 бит),

идентификатор соединения канала (4 бита),

начало PLP (9 бит),

тип PLP (2 бита)- общий PLP или другие,

тип полезной нагрузки PLP (5 бит),

тип МС (1 бит)-фиксированная/переменная модуляция и кодирование,

если тип МС= фиксированная модуляция и кодирование,

тип FEC (1 бит)-длинный или короткий LDPC,

скорость кода (3 бита),

модуляция (3 бита)-до 64К QAM,

конец, если;

число каналов отметки (2 бита)

для каждой отметки,

начало отметки (9 битов),

ширина отметки (9 битов)

конец для;

ширина PLP (9 битов)-максимальное число блоков FEC PLP,

тип перемежения времени PLP (2 бита)

конец для;

CRC-32 (32 бита).

Допускают, что среду связывания канала для информации L1, переданной в заголовке кадра, и данные, которые соответствуют каждому срезу данных, определяют как PLP. Следовательно, информация, такая как идентификатор PLP, идентификатор связывания канала и начальный адрес PLP, требуется для каждого канала, использованного в связывании. Один вариант осуществления этого изобретения предлагает передачу поля ModCod в заголовке кадра FEC, если тип PLP поддерживает переменную модуляцию/кодирование, и передачу поля ModCod в заголовке кадра, если тип PLP поддерживает фиксированную модуляцию/кодирование, чтобы уменьшить объем служебных данных сигнализации. Кроме того, если существует полоса частот отметки для каждого PLP, при передаче начального адреса отметки и ее ширины, становится необходимыми декодирование соответствующих несущих в приемнике.

Фиг.43 изображает пример шаблона 5 пилот-сигнала, примененного в среде связывания канала. Как изображено, если позиции SP совпадают с позициями пилот-сигнала преамбулы, может появляться нерегулярная структура пилот-сигнала.

Фиг.43а изображает пример модуля 404 вставки пилот-сигнала, как изображенного на фиг.42. Как представлено на фиг.43, если используют одну полосу частот (например, 8 МГц), доступная полоса частот равна 7,61 МГц, но, если связывают множество полос частот, защитные полосы частот могут быть удалены, таким образом, эффективность частоты может значительно увеличиваться. Фиг.43b является примером модуля 504 вставки преамбулы, как изображенного на фиг.51, которую передают в передней части кадра и даже со связыванием канала, преамбула имеет скорость повторения, равную 7,61 МГц, которая является полосой пропускания блока L1. Это является структурой, учитывающей полосу пропускания тюнера, который выполняет начальное сканирование канала.

Шаблоны пилот-сигнала существуют для символов как преамбулы, так и данных. Для символов данных могут быть использованы шаблоны рассеянных пилот-сигналов (SP). Шаблон 5 пилот-сигнала (РР5) и шаблон 7 пилот-сигнала (РР7) Т2 могут быть хорошими кандидатами для интерполяции только частоты. РР5 имеет x=12, y=4, z=48 для GI=1/64, а РР7 имеет x=24, y=4, z=96 для GI=1/128. Для лучшей оценки канала дополнительная интерполяция времени также является возможной. Шаблоны пилот-сигнала для преамбулы могут охватывать все возможных позиции пилот-сигнала для первоначального получения канала. Кроме того, позиции пилот-сигнала преамбулы должны совпадать с позициями SP, и требуется один шаблон пилот-сигнала как для преамбулы, так и SP. Пилот-сигналы преамбулы также могли бы быть использованы для интерполяции времени, и каждая преамбула могла бы иметь одинаковый шаблон пилот-сигнала. Эти требования являются важными для обнаружения C2 при сканировании и необходимыми для оценок смещения частоты с корреляцией последовательности шифрования. В среде связывания канала совпадение в позициях пилот-сигнала также должно быть поддержано для связывания канала, поскольку нерегулярная структура пилот-сигнала может ухудшить производительность интерполяции.

Подробно, если расстояние z между рассеянными пилот-сигналами (SP) в символе OFDM равно 48 и, если расстояние y между SP, соответствующими конкретной несущей SP, вдоль оси x равно 4, фактическое расстояние x после интерполяции времени становится 12. Это имеет место, когда доля защитного интервала (GI) равна 1/64. Если доля GI равна 1/128, могут быть использованы x=24, y=4, z=96. Если используют связывание канала, позиции SP могут быть сделаны совпадающими с позициями пилот-сигнала преамбулы с помощью генерации непоследовательных точек в структуре рассеянного пилот-сигнала.

В этот момент времени позиции пилот-сигнала преамбулы могут совпадать с каждыми позициями SP символа данных. Когда используют связывание канала, срез данных, где передают услугу, может быть определен, независимо от грануляции полосы пропускания 8 МГц. Однако для уменьшения объема служебных данных для адресации среза данных, может быть выбрана передача, начинающаяся из позиции SP и заканчивающаяся в позиции SP.

Когда приемник принимает такие SP, если необходимо, модуль r501 оценки канала, изображенный на фиг.62, может выполнить интерполяцию времени, чтобы получить пилот-сигналы, изображенные линиями в виде точек на фиг.43, и выполнить интерполяцию частоты. В этот момент времени для непоследовательных точек, интервалы которых обозначены как 32 на фиг.43, может быть осуществлена либо интерполяция слева и справа, либо интерполяция только на одной стороне, затем интерполяция на другой стороне с помощью использования уже интерполированных позиций пилот-сигнала, интервал которых равен 12 в качестве контрольной точки. В этот момент времени ширина среза данных может изменяться в пределах 7,61 МГц, таким образом, приемник может минимизировать потребление мощности с помощью выполнения оценки канала и декодирования только необходимых поднесущих.

Фиг.44 изображает другой пример РР5, примененного в среде связывания канала, или структуры SP для поддержания фактического расстояния х, как 12, чтобы избежать нерегулярной структуры SP, изображенной на фиг.43, когда используют связывание канала. Фиг.44а является структурой SP для символа данных, а фиг.44b является структурой SP для символа преамбулы.

Как изображено, если расстояние SP поддерживают постоянным в случае связывания канала, не будет проблемы в интерполяции частоты, но позиции пилот-сигнала между символом данных и преамбулой могут не совпадать. Иначе говоря, эта структура не требует дополнительной оценки канала для нерегулярной структуры SP, однако позиции SP, использованные в связывании канала, и позиции пилот-сигнала преамбулы становятся разными для каждого канала.

Фиг.45 изображает новую структуру SP или РР5, чтобы обеспечить решение для двух вышеупомянутых проблем в среде связывания канала. Конкретно, расстояние пилот-сигнала х=16 может решить эти проблемы. Чтобы сохранить плотность пилот-сигнала или поддержать один и тот же объем служебных данных, РР5 могут иметь x=16, y=3, z=48 для GI=1/64, а РР7 могут иметь x=16, y=6, z=96 для GI=1/128. По-прежнему может быть поддержана функциональная возможность интерполяции только частоты. Позиции пилот-сигнала изображены на фиг.45 для сравнения со структурой РР5.

Фиг.46 изображает пример нового шаблона SP или структуры РР5 в среде связывания канала. Как изображено на фиг.46, используют ли либо один канал, либо связывание канала, может быть обеспечено фактическое расстояние пилот-сигнала х=16. Кроме того, поскольку позиции SP могут быть сделаны совпадающими с позициями пилот-сигнала преамбулы, может быть избегнуто ухудшение оценки канала, вызванное нерегулярностью SP, или несовпадающие позиции SP. Иначе говоря, не существует нерегулярная позиция SP для интерполятора частоты, и обеспечено совпадение между позициями преамбулы и SP.

Следовательно, предложенный новый шаблон SP может быть выгодным в том, что один шаблон SP может быть использован как для одного, так и для связанного канала, никакая нерегулярная структура пилот-сигнала не может быть вызвана, таким образом, возможна хорошая оценка канала, позиции как преамбулы, так и пилот-сигнала SP могут быть поддержаны совпадающими, плотность пилот-сигнала может быть поддержана той же, что и для РР5 и РР7, соответственно, и также может быть сохранена функциональная возможность интерполяции только частоты.

Кроме того, структура преамбулы может отвечать требованиям, таким, как: позиции пилот-сигнала преамбулы должны охватывать все возможные позиции SP для первоначального получения канала, максимальное число несущих должно быть 3409 (7,61 МГц) для начального сканирования, точно одни и те же шаблоны пилот-сигнала и последовательность шифрования должны быть использованы для обнаружения C2 и не требуется никакой специфичной для обнаружения преамбулы, как Р1, в Т2.

С точки зрения связи со структурой кадра, грануляция позиции среза данных может быть модифицирована в 16 поднесущих, а не в 12, таким образом, может иметь место меньший объем служебных данных адресации позиции, и никаких проблем относительно состояния среза данных. Можно ожидать нулевое состояние интервала времени и т. д.

Следовательно, в модуле r501 оценки канала фиг.62 пилот-сигналы в каждой преамбуле могут быть использованы, когда выполняют интерполяцию времени SP символа данных. Следовательно, получение канала и оценка канала на границах кадра могут быть улучшены.

Теперь относительно требований, связанных со структурой преамбулы и пилот-сигнала, имеется согласованность в этих позициях пилот-сигналов преамбулы и SP должны совпадать, независимо от связывания канала, число всех поднесущих в блоке L1 должно быть разделяемым на расстояние пилот-сигнала, чтобы избежать нерегулярной структуры на краю полосы частот, блоки L1 должны повторяться в частотной области, и блоки L1 всегда должны быть декодируемыми в произвольной позиции окна тюнера. Дополнительными требованиями были бы, что позиции пилот-сигнала и шаблоны должны повторяться с периодом 8 МГц, правильное смещение частоты несущей должно быть оценено без знания связывания канала, и декодирование L1 (переупорядочение) невозможно до того, как будет компенсировано смещение частоты.

Фиг.47 изображает зависимость между символом данных и преамбулой, когда используют структуры преамбулы, как изображено на фиг.51 и фиг.53. Блок L1 может быть повторен с периодом 6 МГц. Для декодирования L1 должен быть найден шаблон как смещения частоты, так и смещения преамбулы. Декодирование L1 невозможно в произвольной позиции тюнера без информации о связывании канала, и приемник не может различать между значением смещения преамбулы и смещением частоты.

Таким образом, приемник, конкретно для устройства r401 удаления заголовка кадра, изображенного на фиг.63, чтобы выполнить декодирование сигнала L1, требует, чтобы была получена структура связывания канала. Поскольку величина смещения преамбулы, ожидаемая в двух вертикально затененных областях на фиг.47, является известной, модуль r505 синхронизации времени/частоты на фиг.62 может оценить смещение частоты несущей. На основании оценки маршрут сигнализации L1 (r308-1~r301-1) на фиг.64 может декодировать L1.

Фиг.48 изображает зависимость между символом данных и преамбулой, когда используют структуры преамбулы, как изображено на фиг.55. Блок L1 может быть повторен с периодом 8 МГц. Для декодирования L1 требуется найти только смещение частоты, а связывание канала может не требоваться. Смещение частоты может быть без труда оценено с помощью использования известной последовательности псевдослучайной двоичной последовательности (PRBS). Как изображено на фиг.48, символы преамбулы и данных выровнены, таким образом, дополнительный поиск синхронизации может стать ненужным. Следовательно, для приемника, конкретно для устройства r401 удаления заголовка кадра, изображенного на фиг.63, возможно, что должен быть получен только максимум корреляции без последовательности шифрования пилот-сигнала, чтобы выполнить декодирование сигнала L1. Модуль r505 синхронизации времени/частоты на фиг.62 может оценить смещение частоты несущей из позиции максимума.

Фиг.49 изображает пример профиля задержки кабельного канала.

С точки зрения конструкции пилот-сигнала существующий GI уже с запасом защищает распространение задержки кабельного канала. В наихудшем случае вариантом может быть повторное конструирование модели канала. Чтобы повторять шаблон точно каждые 8 МГц, расстояние пилот-сигнала должно быть делителем 3584 несущих (z=32 или 56). Плотность пилот-сигнала z=32, может увеличить объем служебных данных пилот-сигнала, таким образом, может быть выбрана z=56. Немного меньшее покрытие задержки может быть неважным в кабельном канале. Например, оно может быть 8 s для PP5 и 4 s для PP7 по сравнению с 9,3 s (PP5) и 4,7 s (PP7). Значащие задержки могут быть покрыты обоими шаблонами пилот-сигнала, даже в наихудшем случае. Для позиции пилот-сигнала преамбулы необходимы не больше чем все позиции SP в символе данных.

Если маршрут задержки -40 dB может быть проигнорирован, фактическое распространение задержки может стать 2,5 s, 1/64 GI=7 s или 1/128 GI=3,5 s. Это показывает, что параметр расстояния пилот-сигнала z=56 может быть достаточно хорошим значением. Кроме того, z=56 может быть удобным значением для структурирования шаблона пилот-сигнала, который дает возможность структуры преамбулы, изображенной на фиг.48.

Фиг.50 изображает структуру рассеянного пилот-сигнала, которая использует z=56 и z=112, которая сконструирована в модуле 404 вставки пилот-сигнала на фиг.42. Предложены РР5 (x=14, y=4, z=56) и РР7 (x=28, y=4, z=112). Крайние несущие могли бы быть вставлены для закрытия края.

Как изображено на фиг.50, пилот-сигналы выровнены на 8 МГц от каждого края полосы частот, каждая позиция пилот-сигнала и структура пилот-сигнала может быть повторена каждые 8 МГц. Таким образом, эта структура может поддерживать структуру преамбулы, изображенную на фиг.48. Кроме того, может быть использована общая структура пилот-сигнала между символами преамбулы и данных. Следовательно, модуль r501 оценки канала на фиг.62 может выполнить оценку канала с использованием интерполяции относительно символов преамбулы и данных, поскольку не может иметь места нерегулярный шаблон пилот-сигнала, независимо от позиции окна, которую выбирают с помощью местоположений среза данных. В этот момент времени использование только интерполяции частоты может быть достаточным, чтобы компенсировать искажение канала от распространения задержки. Если дополнительно выполняют интерполяцию времени, может быть выполнена более точная оценка канала.

Следовательно, в новом предложенном шаблоне пилот-сигнала позиция и шаблон пилот-сигнала могут быть повторены на основании периода 8 МГц. Один шаблон пилот сигнала может быть использован для символов как преамбулы, так и данных. Декодирование L1 всегда может быть возможным без знания связывания канала. Кроме того, предложенный шаблон пилот-сигнала может не влиять на совпадение с Т2, поскольку может быть использована одна и та же стратегия пилот-сигнала шаблона рассеянного пилот-сигнала, Т2 уже использует 8 разных шаблонов пилот-сигнала и существенная сложность приемника не может быть увеличена с помощью модифицированных шаблонов пилот-сигнала. Для последовательности шифрования пилот-сигнала период PRBS может быть 2047 (m-последовательность), генерация PRBS может быть переустановлена каждые 8 МГц, период которой равен 3584, частота повторения пилот-сигнала, равная 56, также может быть совместно снабжена 2047, и можно не ожидать никакой проблемы PARP.

Фиг.51 изображает пример модулятора, основанного на OFDM. Входные потоки символов могут быть преобразованы во временную область с помощью модуля 501 IFFT. Если необходимо, отношение максимальной к средней мощности (PARP) может быть уменьшено в модуле 502 уменьшения PARP. Для способов PARP может быть использовано расширение активной совокупности (ACE) или резервирование тональной посылки. Модуль 503 вставки GI может копировать последнюю часть эффективного символа OFDM, чтобы заполнить защитный интервал, в виде циклического префикса.

Модуль 504 вставки преамбулы может вставлять преамбулу спереди каждого переданного кадра таким образом, что приемник может детектировать цифровой сигнал, кадр и получать сбор смещения времени/частоты. В этот момент времени сигнал преамбулы может выполнить сигнализацию физического уровня, такую как размер FFT (3 бита) и размер защитного интервала (3 бита). Модуль 504 вставки преамбулы может быть пропущен, если модулятор предназначен конкретно для DVB-C2.

Фиг.52 изображает пример структуры преамбулы для связывания канала, сгенерированного в модуле 504 вставки преамбулы на фиг.51. Один полный блок

L1 должен быть всегда декодируемым в любой произвольной позиции окна настройки 7,61 МГц и не должна иметь места потеря сигнализации L1, независимо от позиции окна. Как изображено, блоки L1 могут быть повторены в частотной области с периодом 6 МГц. Символ данных может быть связан с каналом в течение каждых 8 МГц. Если для декодирования L1 приемник использует тюнер, такой как тюнер r603, представленный на фиг.61, который использует полосу пропускания 7,61 МГц, устройство r401 удаления заголовка кадра на фиг.63 должно переупорядочить принятый циклически сдвинутый блок L1 (фиг.53) в его первоначальный вид. Это переупорядочение возможно, поскольку блок L1 повторяют в течение каждого блока 6 МГц. Фиг.53а может быть переупорядочена в фиг.53b.

Фиг.54 изображает процесс назначения более оптимизированной преамбулы. Структура преамбулы фиг.52 использует только 6 МГц всей полосы пропускания 7,61 МГц тюнера для декодирования L1. С точки зрения эффективности спектра полоса пропускания 7,61 МГц тюнера является не полностью использованной. Следовательно, возможна дополнительная оптимизация эффективности спектра.

Фиг.55 изображает другой пример структуры преамбулы или структуры символов преамбулы для полной эффективности спектра, сгенерированной в модуле 401 вставки заголовка кадра на фиг.42. Точно как символ данных блоки L1 могут быть повторены в частотной области с периодом 8 МГц. Один полный блок L1 по-прежнему является всегда декодируемым в любой произвольной позиции окна настройки 7,61 МГц. После настройки данные 7,61 МГц могут быть рассмотрены как виртуально прореженный код. Имея точно одинаковую полосу пропускания для символов как преамбулы, так и данных и точно одинаковую структуру пилот-сигнала для символов как преамбулы, так и данных, можно максимизировать эффективность спектра. Другие признаки, такие как циклически сдвинутая характеристика и не посылка блока L1 в случае отсутствия среза данных, могут оставаться неизмененными. Иначе говоря, полоса пропускания символов преамбулы может быть идентичной полосе пропускания символов данных или, как изображено на фиг.57, полоса пропускания символов преамбулы может быть полосой пропускания тюнера (в данном примере она равна 7,61 МГц). Полоса пропускания тюнера может быть определена как полоса пропускания, которая соответствует числу всех активных поднесущих, когда используют один канал. То есть, полоса пропускания символа преамбулы может соответствовать числу всех активных поднесущих (в данном примере она равна 7,61 МГц).

Число активных поднесущих на канал может быть разным, в зависимости от способа подсчета, как понял бы любой специалист в данной области техники. То есть, на фиг.46 передают 3409 активных поднесущих на один канал, в соответствии с полосой пропускания 7,61 МГц. Однако, если не подсчитывать любые края канала, можно сказать, что число поднесущих на один канал равно 4308.

Фиг.56 изображает виртуально прореженный код. Данные 7,61 МГц из блока L1 8 МГц могут быть рассмотрены как прореженные закодированные. Когда тюнер r603, изображенный на фиг.61, использует полосу пропускания 7,61 МГц для декодирования L1, устройство r401 удаления заголовка кадра, изображенное на фиг.63, должно переупорядочить принятый циклически сдвинутый блок L1 в первоначальный вид, как изображено на фиг.56. В этот момент времени выполняют декодирование L1 с использованием всей полосы пропускания тюнера. Если блок L1 переупорядочен, спектр переупорядоченного блока L1 может иметь пустую область в спектре, как изображено в верхней правой стороне фиг.56, поскольку первоначальный размер блока L1 равен полосе пропускания 8 МГц.

Если пустая область заполнена нулями, либо после отмены перемежения в символьной области с помощью устройства r403 отмены перемежения частоты на фиг.63 или с помощью устройства r308-1 отмены перемежения символов на фиг.46, либо после отмены перемежения в области бит с помощью устройства r306-1 обратного отображения, мультиплексора r305-1 бит и внутреннего устройства r304-1 отмены перемежения на фиг.64, блок может иметь вид, который кажется как прореженный, как изображено в нижней правой стороне фиг.56.

Этот блок L1 может быть декодирован в модуле r303-1 прореженного/укороченного декодирования на фиг.64. С помощью использования этой структуры преамбулы может быть использована вся полоса пропускания тюнера, таким образом, может быть увеличена эффективности спектра и выигрыш кодирования. Кроме того, одинаковая полоса пропускания и структура пилот-сигнала может быть использована для символов преамбулы и данных.

Кроме того, если полоса пропускания преамбулы или полоса пропускания символов преамбулы установлена как полоса пропускания тюнера, как изображено на фиг.58 (она равна 7,61 МГц в примере), полный блок L1 может быть получен после переупорядочения, даже без прореживания. Иначе говоря, для кадра, имеющего символы преамбулы, в котором символы преамбулы имеют по меньшей мере один блок уровня 1 (L1), можно сказать, что блок L1 имеет 3408 активных поднесущих, и 3408 активных поднесущих соответствуют 7,61 МГц радиочастотной (RF) полосе частот 8 МГц.

Таким образом, может быть максимизирована эффективность спектра и производительность декодирования L1. Иначе говоря, в приемнике декодирование может быть выполнено в модуле r303-1 прореженного/укороченного декодирования на фиг.64 только после выполнения отмены перемежения в символьной области.

Следовательно, предложенная новая структура преамбулы может быть выгодной в том, что она является полностью совместимой с ранее использованной преамбулой, за исключением того, что полоса пропускания является другой, блоки L1 повторяют с периодом 8 МГц, блок L1 может быть всегда декодируемым, независимо от позиции окна тюнера, полная полоса частот тюнера может быть использована для декодирования L1, максимальная эффективность спектра может гарантировать больший выигрыш кодирования, неполный блок L1 может быть рассмотрен как прореженный закодированный, простая и одинаковая структура пилот-сигнала может быть использована как для преамбулы, так и для данных и одинаковая полоса пропускания может быть использована как для преамбулы, так и для данных.

Фиг.59 изображает пример аналогового процессора. Модуль 601 DAC может преобразовывать введенный цифровой сигнал в аналоговый сигнал. После передачи полосу пропускания преобразуют с повышением частоты (602), и может быть передан аналоговый отфильтрованный (603) сигнал.

Фиг.60 изображает пример системы цифрового приемника. Принятый сигнал преобразуют в цифровой сигнал в модуле r105 обработки аналогового сигнала. Демодулятор r104 может преобразовывать сигнал в данные в частотной области. Устройство r103 анализа кадра может удалять пилот-сигналы и заголовки и дает возможность выбора информации об услуге, которая должна быть декодирована. Демодулятор r102 BICM может корректировать ошибки в канале передачи. Выходной процессор r101 может восстанавливать первоначально переданный поток услуг и информацию сигнализации.

Фиг.61 изображает пример аналогового процессора, использованного в приемнике. Модуль r603 тюнера/AGC может выбирать желаемую полосу пропускания из принятого сигнала. Модуль r602 преобразования с понижением частоты может восстанавливать основную полосу частот. Модуль r601 ADC может преобразовывать аналоговый сигнал в цифровой сигнал.

Фиг.61 изображает пример демодулятора. Модуль r506 детектирования кадра может детектировать преамбулу, проверять, существует ли соответствующий цифровой сигнал и детектировать начало кадра. Модуль r505 синхронизации времени/частоты может выполнять синхронизацию во временной и частотной областях. В этот момент времени для синхронизации частотной области может быть использована корреляция защитного интервала. Для синхронизации частотной области может быть использована корреляция, и может быть оценено смещение из информации о фазе поднесущей, которую передают в частотной области. Модуль r504 удаления преамбулы может удалять преамбулу из передней части детектированного кадра. Модуль r503 удаления GI может удалять защитный интервал. Модуль r501 FFT может преобразовывать сигнал во временной области в сигнал в частотной области. Модуль r501 оценки/выравнивания канала может компенсировать ошибки с помощью оценки искажения в канале передачи с использованием символа пилот-сигнала. Модуль r504 удаления преамбулы может быть пропущен, если демодулятор предназначен специально для DVB-C2.

Фиг.63 изображает пример устройства анализа кадра. Модуль r404 удаления пилот-сигнала может удалять символ пилот-сигнала. Модуль r403 отмены перемежения частоты может выполнять отмену перемежения в частотной области. Устройство r402 объединения символа OFDM может восстанавливать кадр данных из потоков символов, переданных в символах OFDM. Модуль r401 удаления заголовка кадра может извлекать сигнализацию физического уровня из заголовка каждого переданного кадра и удалять заголовок. Извлеченная информация может быть использована в качестве параметров для следующих обработок в приемнике.

Фиг.64 изображает пример демодулятора BICM. Фиг.64а изображает маршрут данных, а фиг.64b изображает маршрут сигнализации L1. Устройство r308 отмены перемежения символов может выполнять отмену перемежения в символьной области. Устройство r307 извлечения ModCod может извлекать параметры ModCod из передней части каждого кадра ВВ и делать параметры доступными для следующих процессов адаптивной/переменной демодуляции и декодирования. Устройство r306 обратного отображения символов может обратно отображать входные потоки символов в битовые потоки коэффициента логарифмической вероятности (LLR). Выходные битовые потоки LLR могут быть вычислены с помощью использования совокупности, использованной в устройстве 306 отображения символов передатчика в качестве опорной точки. В этот момент времени, когда используют вышеупомянутую MQAM или NU-MQUAM, с помощью вычисления либо оси I, либо оси Q при вычислении бита, ближайшего от MSB и с помощью вычисления либо оси I, либо оси Q при вычислении остальных битов, может быть осуществлено эффективное устройство обратного отображения символов. Этот способ может быть применен, например, чтобы аппроксимировать LLR, для точного LLR или жесткого решения.

Когда используют оптимизированную совокупность, в соответствии с емкостью совокупности и скоростью кода кода с коррекцией ошибок в устройстве 306 отображения символов передатчика, устройство r306 обратного отображения символов приемника может получать совокупность с использованием информации о скорости кода и емкости совокупности, переданной из передатчика. Мультиплексор r305 бит приемника может выполнять обратную функцию демультиплексора 305 бит передатчика. Внутреннее устройство r304 отмены перемежения и внешнее устройство r302 отмены перемежения приемника могут выполнять обратные функции внутреннего перемежителя 304 и внешнего перемежителя 302 передатчика, соответственно, чтобы получать битовый поток в его первоначальной последовательности. Внешнее устройство r302 отмены перемежения может быть пропущено, если демодулятор BICM является конкретно для DVB-C2.

Внутренний декодер r303 и внешний декодер r301 приемника могут выполнять соответствующие процессы декодирования во внутренний кодер 303 и внешний кодер 301 передатчика, соответственно, чтобы корректировать ошибки в канале передачи. Аналогичные процессы, выполненные относительно маршрута данных, могут быть выполнены относительно маршрута сигнализации L1, но с другими параметрами (r308-1~r301-1). В этот момент времени, как объяснено в части преамбулы, модуль r301-1 укороченного/прореженного кода может быть использован для декодирования сигнала L1.

Фиг.65 изображает пример декодирования LDCP с использованием укорачивания/прореживания. Демультиплексор r301a может отдельно выводить информационную часть и часть контроля четности систематического кода из входных битовых потоков. Для информационной части заполнение нулями (r302a) может быть выполнено в соответствии с числом входных битовых потоков декодера LDPC, для части проверки по четности входные битовые потоки для (r303a) декодера LDPC могут быть сгенерированы с помощью отмены прореживания прореженной части. Декодирование (r304a) LDPC может быть выполнено в сгенерированных битовых потоках, нули в информационной части могут быть удалены и выведены (r305a).

Фиг.66 изображает пример выходного процессора. Устройство r209 дешифрования ВВ может восстанавливать зашифрованные (209) битовые потоки в передатчике. Разделитель r208 может восстанавливать кадры ВВ, которые соответствуют множеству PLP, которые мультиплексируют и передают из передатчика в соответствии с маршрутом PLP. Для каждого маршрута PLP устройство r207-1~n может удалять заголовок, который передан в передней части кадра ВВ. Декодер r206-1~n может выполнять декодирование CRC и создавать надежные кадры ВВ, доступные для выбора. Модули r205-1~n вставки пустых пакетов могут восстанавливать пакеты, которые были удалены для более высокой эффективности передачи, в их первоначальном местоположении. Модули r204-1~n восстановления задержки могут восстанавливать задержку, которая существует между каждым маршрутом PLP.

Модули r203-1~n восстановления выходных тактовых импульсов могут восстанавливать первоначальную синхронизацию потока услуг из информации синхронизации, переданной из модулей r203-1~n синхронизации входного потока. Модули r201-1~n выходного интерфейса могут восстанавливать данные в пакете TS/GS из входных битовых потоков, которые срезаны в кадре ВВ. Модули r201-1~n выходной постобработки могут восстанавливать множество потоков TS/GS в полный поток TS/GS, если необходимо. Затененные блоки, изображенные на фиг.66, представляют модули, которые могут быть использованы, когда один PLP обрабатывают в момент времени, в остальные блоки представляют модули, которые могут быть использованы, когда множество PLP обрабатывают в один и тот же момент времени.

С использованием способов и устройств, среди других преимуществ, можно осуществить эффективный цифровой передатчик, приемник и структуру сигнализации физического уровня.

С помощью передачи информации ModCod в заголовке каждого кадра ВВ, которая является необходимой для ACM/VCM, и передачи остальной сигнализации физического уровня в заголовке кадра, может быть минимизирован объем служебных данных сигнализации.

Может быть осуществлена модифицированная QAM для более энергетически эффективной передачи или более надежной с точки зрения шума цифровой широковещательной системы. Система может включать в себя передатчик и приемник для каждого раскрытого примера и их комбинацию.

Может быть осуществлена улучшенная неравномерная QAM для более энергетически эффективной передачи или более надежной с точки зрения шума цифровой широковещательной системы. Также описан способ использования скорости кода кода с коррекцией ошибок NU-MQAM и MQAM. Система может включать в себя передатчик и приемник для каждого раскрытого примера и их комбинацию.

Предложенный способ сигнализации L1 может уменьшить объем служебных данных на 3~4% с помощью минимизации объема служебных данных сигнализации во время связывания канала.

Специалисты в данной области техники поймут, что в настоящем изобретении могут быть сделаны различные модификации и изменения, не выходящие за рамки изобретения.